专利名称：电荷控制的光栅校正电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及视频显示装置的偏转电路。特别涉及阴极射线管(CRT)东-西(E-W)枕形失真校正电路的控制级。
背景由于经济方面的原因，在绝大部分大屏幕CRT显示器中，超高压或高电压是由阴极射线管用高压变压器中来实现的，而阴极射线管用高压变压器是光栅校正水平偏转电路的一部分。射束电流的变化会引起阴极射线管用高压变压器的初级线圈中峰值电流的变化和高压的变化。初级电流的变化会带来不必要的偏转电流变化。而高压的变化改变了偏转的灵敏度并导致光栅尺寸的改变。
东-西光栅校正电路需要有反馈以便电路能稳定工作。在现有条件下，东-西光栅校正电路中的反馈需要利用回扫脉冲的积分来获得一个直流(DC)误差电压，以便能与一个垂直速率的东-西驱动电压进行比较。积分的时间常数决定了东-西光栅校正电路线性工作时的频率响应。
由于水平偏转电路要改变工作状态，因此反馈需要相对较长的时间常数，大约为几个水平行的时间。于是引起高压突变的射束流的快速变化就可能不能很快地得到补偿。
目前某些东-西光栅校正电路至少在回扫时间的后半部分期间在阴极射线管用高压变压器的初级线圈和偏转电路之间提供了一定程度上隔离。这种隔离的光栅校正电路的一个例子就是前向调整器。在标题为《光栅失真校正》，专利号为5,399,945，专利拥有人为Haferl的美国专利中就介绍了一个前向调整器的例子。
前向调整器包括一个连接在初级线圈和谐振偏转电路之间的开关三极管。为了稳定工作，前向调整器的控制电路需要有直流反馈。由于在回扫期间的后半部分进行了隔离，这就极大地减小了偏转电流的扰动，由快速射束流变化而引起的偏转电流的扰动会产生象“老鼠牙齿”似的光栅失真。
阴极射线管用高压变压器负载的任何改变均会在初级线圈中引起峰值电流相应地改变。由于峰值电流改变而导致的光栅失真将通过一个反馈环路得到校正。不利的地方是与直流反馈环路有关的相对较长的时间常数会使其效果不显著。特别是当负载改变很快时可能会产生明显的光栅失真。
发明概述在实现本发明特征的偏转电路中，控制电路使用了一种通过取样电容进行电荷比较的技术，目的是对偏转回扫电流和东-西驱动电流进行比较。其优势是电路是自稳定的，并且不需要直流反馈。电路会立即补偿负载的变化而不需要直流反馈环路。这样，响应时间就会比采用反馈环路的情况快很多，并且只与偏转电路的参数有关，比如偏转频率，初级线圈的电感以及线圈的阻抗。此外，所采用的取样方法还能改进它的线性特性和热稳定性。
在实现发明特征时，视频显示装置包括一个偏转线圈，该线圈在回扫期间将包括在回扫谐振电路之中。第一开关以与第一偏转频率有关的速率响应控制信号并与偏转线圈相连，目的是在偏转线圈中产生偏转电流。取样开关与偏转线圈和第一电容相连，第一电容用于在给定的偏转周期的第一部分对一个表示偏转电流幅度的信号进行取样并存储取样结果，这个信号就是在第一电容上的体现偏转电流的幅度的第一电压。频率与第二偏转频率有关的调制信号源将与第一电容相连，并在给定的偏转周期的第二部分在第一电容上保存第二电压，它在与第一电压相反的方向上表示调制信号的幅度。比较器对累积在第一电容上的第一电压和第二电压引起的信号作出响应，以便能根据它们的差别生成第二开关控制信号。第三开关响应第二开关控制信号并与偏转线圈相连以便能以一种能校正光栅失真的方式控制偏转电流。
附图简介在附图中
图1给出了光栅校正水平偏转电路的电路图，它体现了发明的一个方面；图2a-2h画出的波形将有助于说明图1电路的工作过程。
图1的水平偏转电路250是一个前向调整器类型的光栅校正偏转电路，它体现了发明的一个方面。电路250在诸如Philips 110 A66EAK 222X11的彩色阴极射线管中提供水平偏转。电路250包括一个在水平频率fH为PAL制的15625KHz附近工作的开关三极管Q2和一个非并行阻尼二极管DQ2。回扫电容C3与三极管Q2和二极管DQ2并联。偏转线圈LH与一个S形或扫描电容C2串联，形成一个与三极管Q2、二极管DQ2和回扫电容C3中的每一个并联的电路分支，目的是在水平回扫期间形成一个回扫谐振电路100。
体现发明特征的光栅失真校正电路200包括了一个东-西控制电路300，该电路在回扫时将控制阴极射线管用高压电路251中一个金属氧化物半导体(MOS)开关三极管Q1的开关时序。电路251中阴极射线管用高压变压器T的初级线圈W1连接在B+电压源与二极管D1的正极之间。二极管D1的负极连接到开关三极管Q1的漏极。阴极射线管用高压电容C1连接到位于二极管D1和线圈W1之间的节点接线端W1a以便能同线圈W1形成电路251的阴极射线管用高压谐振电路99。三极管Q1的源极通过接线端62连接到电路250中三极管Q2的集电极。开关控制电压V101在接线端62上产生偏转电流i3和回扫电压V2。
控制级101对水平同步信号HSYNCIN做出响应，控制级包括一个水平振荡器和一个鉴相器，这在图1中没有详细画出。信号H SYNC IN是从如电视接收机的视频检波器中获得的，图中没有画出，并以一个公共导体的电位或地的电位为参考。根据回扫电压V2得到的回扫电压V3与电容C6和电容C7相连，形成了一个电容式的分压器，目的是得到一个幅度低的以公共的导体或大地为参考的回扫电压V4a。电压V4a加到级101的一个输入101a以便同步回扫脉冲电压V2和在线圈LH中的偏转电流i3，进而同步视频信号的同步信号H SYN C IN。级101通过一个图中没有画出的普通的驱动器步骤将开关电压V101送给三极管Q2的基极—发射极节点以便能产生水平频率为fH的基极驱动电流。
阴极射线管用高压变压器T存储了用于从变压器T的高压线圈W2上产生出高压ULTOR的能量。电容C1起着阴极射线管用高压变压器T初级线圈W1的阴极射线管用电容的作用。能量的恢复是由与电容C1两端相连的阻尼二极管D2来提供的。隔离二极管D1防止能量通过与三极管Q1并联的二极管DQ1从偏转电路250返回到阴极射线管用高压变压器T。由于偏转电路250不需要为产生高压ULTOR提供任何所需的能量，于是变压器T的阻抗就很小。前向调整三极管Q1控制着加载到偏转电路250上的能量。
图2a-2h画出了有利于说明图1电路工作过程的波形图。在图1和图2a-2h中相同的符号和数字代表了相同的部件或功能。
在扫描期间，图1中三极管Q1和Q2是导通的。在扫描过程中，电容C5上的电压V5通过电阻R2连接到三极管Q1的栅极使它能导通。在回扫期间开始时，即图2a中的t0时刻，图1的三极管Q2变为截止。于是，阴极射线管用高压电容C1两端的阴极射线管用高压V1和回扫电容C3两端的回扫电压V2就象图2a中所示一样开始上升，而图1中的三极管Q1会在图2f的t1和t2之间某个可以控制的时刻断开，图2f画出了图1中三极管Q1的开关门—源电压V6的波形。
在光栅的顶部，三极管Q1在图2c的t1时刻断开。到达中心位置时，断开时刻移动到t2时刻，其结果是就象在图1中电压V2垂直速率的包络线波形那样产生较高的偏转电流。
图1中初级线圈W1电流将增大到扫描结束，如图2c中的电流i1所示。在回扫期间，初级线圈W1电流可以分为电流i1和i2。电流i1穿过图1的三极管Q1进入偏转电路250。而图2c中用虚线表示的电流i2却流过了电容C1。电流的划分所依据的是电流i1和i2在电流通路上各自的阻抗以及电压V1和V2之间的电压差值。根据可调整的时刻t1-t2，电流i1将提供所需的电荷以便能为偏转电路250提供能量，目的是获得根据垂直调整的偏转电流i3，如图2b所示。
在回扫期间，图1中的偏转电流i3将分为一个流经电容C3的主回扫电流i4和一个回扫取样电流i5。正极性的电流i5流过一个串联电路，该电路由电容C4，二极管D7和电容C6及电容C7连接构成。在所有串联的电容中电容值最小的电容C6决定了电流i5的幅度。图2d中画出了电流i4和i5，正如图中所示，它们有相似的形状，但幅度不同。在图2d中的t1和t2时刻，波形的突变也说明了图2c中在三极管Q1中的电流的变化。
在回扫期间的前半部分，图1中的电流i1为回扫电容C3以及串联在一起的电容C4，C6及C7补充电荷，目的是在下面的扫描期间获得所需要的偏转电流幅度。电流i1决定了回扫电压V2和偏转电流i3的峰值。
在图2a的t0时刻，即回扫开始时，将图1的E-W电流生成电路301和电路300连接起来的开关二极管D10会被上升的回扫电压V2截止。在回扫期间的前半部分，即图2d的t0-t3期间，正电流i5通过二极管D7给图1的电容C4充电以便能在电容C4上累积起一个逐渐上升的电压，目的是对偏转电流i3进行取样。电流i5对电容C6充电以便能在电容C6的上接线端得到电压V3。电容C4，C5，C6和C7形成一个电容性的分压器以获得30V的脉冲电压V4a。
在回扫的后半部分，负电流i5通过二极管D8、电容C5以及三极管Q4的基—射节点对电容C6放电。负电流i5通过反馈电流路径对电容C5放电目的是得到电压V5，使得在得到电压V5时不会浪费电源。正如前面所说的那样，图2f的电压V5通过图1的与三极管Q1的栅极相连的电阻R2提供了一个栅压以便生成栅压V6。电压V6控制着三极管Q1的开关操作。电容C6的值确定了电流i5的幅度。选择电容C6值的目的是为获得足够电平的电压V5使三极管Q1能在最窄的画面宽度下保持在饱和状态。电压V3几乎等于电压V2，这是因为V4比V2要小很多。
电容C4两端的电压V4在图2e中用波形的形式表示出来。为了便于说明，图1的电压V4的参考点是V2，它用字母“A”来表示并与在接线端62处的电位有关。电容C4下接线端61处的电压在图2e的t3时刻到来之前相对于在接线端62处的电位“A”来说是负向变化的，从而形成回扫电压的下斜坡形状部分。在图2a的t3时刻，电压V2开始下降，这将导致图1的二极管D7断开和二极管D8的导通。二极管D8的正极连接到接线端60。其结果是，图2e的电压V4在t3-t4期间保持不变。但是，在t4时刻，图2a的电压V2接近于0伏特。
由于电压V2的下降，图1中电容C4两端的电压V4将使二极管D10正向导通。电路301的电流源三极管Q6产生电流i7。电流i7在t4-t0扫描期间将使电容C4放电，这在图2e中表现为电压V4的上升部分。假设电流i5的正负部分基本相等。则电流i5等于为控制电路300提供电流的电容C5的放电电流。
由此可见，电压V4是充电电流通过二极管D7和放电电流通过二极管D10的结果。电压V4的平均值在充电和放电相等的情况下将会不变。图1的比较器三极管Q5的基极与接线端62相连。三极管Q5的发射极通过发射极电阻R5和开关二极管D6连接到接线端60。
在图2e的t0-t3充电期间某个部分，下降的电压V4通过导通的二极管D7送给三极管Q5使得图1的三极管Q5导通。在包括电阻R5、导通二极管D6和三极管Q5的电流通路上的电流在三极管Q5中产生上升的集电极电流。三极管Q5的集电极电流连接到三极管Q5的集电极电阻R4。当三极管Q5的集电极电流达到约0.2mA时，它将触发一个可再生的开关，该开关由一对三极管Q3和Q4构成，它们形成一个锁存器。正反馈使得三极管Q3和Q4很快进入饱和状态并使三极管Q1截止。
图2g中的电流i6显示了很窄的峰值为500mA的栅极关断电流。三极管Q1将保持截止状态直到回扫的结束。在图2e的电压V4波形中标识为“Q3，Q4导通门限”的点划线显示了三极管Q3和Q4的触发电平。它与电压V4波形的交叉点确定了在回扫期间图1的三极管Q1的关闭时间t1或t2。
电容C8的放电电流将使三极管Q3和Q4保持为饱和状态至少到t3时刻。电容C8的放电电流将流过电流通路，该电流通路包括二极管D5，电阻R5，三极管Q5，三极管Q3的基极-发射极以及电阻R6。在扫描期间，电容C8已经被充电到一个大约与电压V6即15V左右的电压上，这在后面会给予说明。
流过二极管D8并对电容C5充电的负电流i5将会保持三极管Q3和Q4的饱和状态直到回扫的结束。当回扫结束时，即t4时刻，三极管Q3和Q4会自己断开。这是因为如果在三极管Q1的栅极电阻R1、在电阻R6和在三极管Q5中的电流均为0，那么三极管Q3的集电极电流通常要比在电阻R2中的电流小。这样，由三极管Q3和Q4形成的栅极断开可再生开关将会在图2e的交叉点上被触发。图2g中电流i6的峰值为500mA的电流反映了图中未画出的与图1的三极管Q1有关的栅极电容。图2g中电流i6的18mA的低电流脉冲表示的是流过电阻R2和三极管Q3的电流。
正如前面所说的那样，打开三极管Q5用于触发再生开关的触发电流将会流过包括三极管Q5的发射极、电阻R5和二极管D6的电流通路。该触发电流会在电容C4上将电流i5分流出一小部分。由于触发三极管Q5而在电容C4上从电流i5分流出来的那部分电流会使电容C4的充电平衡产生小的误差。
为了减少分流电流的大小，在触发时刻与t3时刻期间将电容C8的放电电流用于反向偏置二极管D6，使分流电流停止。其结果是误差减少了。正如前面所说的一样，在扫描期间电容C8将被充电到15伏特。
在回扫期间的后半部分，电容C6通过二极管D8放电并根据光栅的宽度将电容C5充电到12伏到24伏之间的电压V5。在扫描期间，当二极管D6变得不导通时，电容C6上接线端60的电压V3将与电压V5的电平保持大致相当。于是，扫描电压V3使得二极管D6和D7保持非导通。这样就能在扫描期间避免误触发三极管Q1。
栅极电阻R1起着电流限制器的作用。连接在三极管Q1的源和栅极之间的齐纳二极管D3起着电压限制器的作用。图2f显示了三极管Q1的栅-源电压V6。由于栅极电容通过图1的电阻R2被充电使得电压V6在t4时刻之后会缓慢增长。
偏转电流i3的幅度将由三极管Q1的关闭时间来确定，正如图2e中画的那样，三极管Q1的关闭时间将由电压V4与三极管Q5的导通门限的交叉点来控制。关闭时间越接近t0时刻，电压V2和电流i3的幅度将会最小。与此相反，正如图2a与2b所示，当关闭时间为t3时，幅度将会最大。
举例来说，垂直速率电流i7的增加会通过图1的二极管D10使得图2e的电压V4的峰值电平以及电压V4的平均值在正方向上移动，从而使图1的三极管Q1的关闭时刻向后移。其结果是电流i1会在一个更长的期间流入偏转电路250。于是，电流i1会使电流i3的幅度更高，进而使电流i5的幅度更高。较高幅度的电流i5会保证电容C4充电和放电的量保持平衡。较高幅度的电流i5会使与电流i7增加的电平成比例的电压V4的平均值保持稳定。正如图2e所示，与光栅的顶部和底部相比，电压V4的峰—峰值在光栅的中心比较高，相应地电流i3的幅度也较高。
在实现本发明的特征时，电压V4的平均值是自调整的或是根据比较器三极管Q5导通门限电平的变化而自动地校准。校准的发生是由于电容C4通过电流i7的放电将会自动地与由电流i5提供的充电保持精确地平衡。电容C4的充电与放电之间的任何差别都将由三极管Q5触发点的相应改变得到补偿，触发点的改变是通过自动地改变电压V4的平均值的方式来实现的。其结果是不需要直流反馈通路。
三极管Q6起着电流源的作用使得电容C4的放电与二极管D10的正向电压和三极管Q2的饱和电压无关。在回扫期间，当二极管D10不再导通时，电流i7对电容C9充电。电容C9在扫描开始时放电。图2h的波形画出了图1中电容C9两端的电压V7。采用这种方式，电流i7将对电容C4放电，放电的量与二极管D10非导通的时间长度无关。这个时间长度可以被三极管Q2的截止特性改变。与二极管D10串联的电阻R7能限制寄生电流，寄生电流是由偏转阻尼二极管DQ2两端负的瞬时电压峰值而产生的。连接在电容C9两端的保护二极管D9为对电容C4放电提供了附加的电流通路，从而防止当电流i7太低时会对电容C4过度充电。
在启动过程中，假设145伏的电压B+被打开，并且假设水平振荡器和驱动器处于工作状态。电流i7通过二极管D10、D7和D8、电阻R3和三极管Q2对电容C5充电。电流i7还要对电容C4充电。电阻R3的阻抗要进行选择使得电流i7中对电容C5进行充电的那部分电流不会在电阻R3两端产生足够的压降从而使三极管Q4导通。上升的电压V5和V6会使三极管Q1的正向导通，并使电流i1和回扫脉冲电压V1与V2上升。启动回扫脉冲的充电还会进一步提高电压V5，使三极管Q1的工作状态从A类工作方式转换到D类方式。三极管Q1的截止时间由D类工作状态开始时的t3时刻移动到正常工作状态建立后的t1-t2之间。
电容C4两端电荷的平衡改进了电路的线性特性，使得偏转电流i3与电流i7程呈线性地比例关系。由于电容C4保持了电荷平衡，于是就不需要直流反馈了。由于电路没有使用直流反馈电路，于是在驱动信号改变时的寄生振荡和过冲就小。
电容C4两端的电荷平衡还提供了热的稳定性。二极管D6、D7的正向电压和三极管Q5与Q3的基极-发射极节点电压的任何变化均可以通过电压V4平均值的相应改变来补偿。所有相关的正向电压均会影响电压V4的平均值使得电容C4的充电等于放电。充电与放电之间的任何变化均会导致电压V4平均值的变化。
假设未调整的电流i7产生一个未调整的偏转电流i3。正向电压的变化，比如由于温度而引起正向电压的变化将会使电压V4平均值的改变，而使前面提到的电压V4的交叉点、三极管Q1的截止时刻以及偏转电流i3保持不变。
阴极射线管用高压变压器T次级线圈比如图1的线圈W2的负载的任何改变也会在图2c的t0时刻在初级线圈W1中引起峰值电流发生相应的改变。其结果是，电流i1的幅度也会相应地改变，进而改变偏转电流i3。这种效应是偏转电路和阴极射线管用高压电路的特征。但是，在控制电路200中使用的取样方法抑制了与负载变化有关的光栅失真。图2d的电流i5是电流i1和i4之和的例子。比如说，电流i1的增加使得电流i5增加。其结果是在t0时刻之后图2d的电压V4会更快地下降，使交叉点向t0时刻靠近。与此相反，电流i1峰值幅度的降低将使交叉点延后，进而是三极管Q1的关闭时刻延迟。这样，电流i1峰值幅度的任何改变均会由在t1-t2之间的相应移动而立即得到补偿。于是，由于阴极射线管用高压变压器T初级线圈W1中峰值电流幅度的变化而引起的光栅失真就得到了抑制。
权利要求
1.一种视频显示装置，包括偏转线圈(LH)，它在回扫期间包括在回扫谐振电路(100)之中；第一开关(Q2)，它以一个与第一偏转频率(fH)有关的频率响应第一开关控制信号(V101)并与所说的偏转线圈相连以便在所说的偏转线圈中生成偏转电流(I3)；第一电容(C4)；取样开关(D7)，它与所说的偏转线圈和所说的第一电容相连以便能对表示所说的偏转电流幅度的信号(V2)进行取样，并在给定的偏转周期(回扫)的第一部分期间将取样得到的信号加到所说的第一电容上，并在第一电容中保存表示所说的偏转电路的幅度的第一电荷；调整信号(301)源，它的频率与耦合到所述第一电容器的第二偏转频率有关，在所说的给定的偏转周期(扫描)的第二部分，用于在所说的第一电容上存储表示所说的调整信号的幅度的第二电荷，但电荷的方向与所说的第一电荷相反；比较器(Q4，Q5)，它对在所说的第一电容上由于所说的第一和第二电荷而产生的信号作出响应以便能根据它们之间的差别生成第二开关控制信号(V6)；第三开关(Q1)，它响应所说的第二开关控制信号并与所说的偏转线圈相连以便能以校正光栅失真的方式控制所说的偏转电流。
2.如权利要求1的装置，其中当(在回扫期间)所说的第一电荷(在C4上)在保存期间，在所说的第一电容上累积起来的电压(V4)是缓慢上升的，并且所说的比较器(Q4，Q5)响应所说的斜坡上升的电压以便能在所说的超过比较器门限电平时产生所说的第二开关控制信号(V6)。
3.如权利要求1的装置，其中所说的取样开关(D7)在所说的回扫周期的相应部分(回扫的前半部分)对在所说的偏转线圈(LH)中累积的回扫脉冲电压(V2)的一部分进行取样。
4.如权利要求3的装置，其中所说的取样开关(D7)对所说的回扫脉冲电压(V2)的峰值电压进行取样，并在所说的峰值电压出现过后将所说的第一电容(C4)与所说的回扫谐振电路(100)断开。
5.如权利要求1的装置，其中在所说的回扫期间的一部分，所说的第一电容(C4)与所说的偏转线圈(LH)相连并且包括在所说的回扫谐振电路(100)中以形成回扫电容。
6.如权利要求5的装置，其中所说的回扫谐振电路(100)包括第二回扫电容(C3)。
7.如权利要求1的装置，还包括第二电容，它与所说的第一电容(C4)相连，形成电容性的分压器用以在一个方向上对所说的第二电容充电；第四开关，它与所说的第二电容相连用以在相反的方向上对所说的第二电容充电。
8.如权利要求1的装置，还包括阴极射线管用高压电容(C1)，在形成一个正向调节器的所说的回扫期间的一部分它与电源电感(W1)相连形成阴极射线管用高压谐振电路(99)，该电路通过所说的第三开关(Q1)与所说的偏转线圈(LH)相连。
9.如权利要求8的装置，其中所说的电源电感(W1)包括阴极射线管用高压变压器T的初级线圈，其中所说的变压器连接到高压接线端(ULTOR)相对于变压器而言形成一个负载，该负载会根据射束电流的变化而变化，而其中所说的第三开关(Q1)使得所说的负载从所说的回扫谐振电路(100)上断开。
10.如权利要求1的装置，其中所说的第三开关(Q1)在所说的回扫期间的第一部分(前半部分)工作在导通状态，而在所说的回扫期间的第二部分(后半部分)处于非导通状态。
11.如权利要求1的装置，其中所说的第三开关(Q1)包括在一个东-西调整器中。
12.如权利要求1的装置，其中所说的偏转电流(I3)将受到控制，对于所说的调整信号(i7)的给定幅度所采用的控制方式能保持所说的第一电荷(在C4上)与所说的第二电荷的相等。
13.如权利要求1的装置，其中表示所说的偏转电流幅度的信号(V2)的变化会导致所说的第一电荷(在C4上)周期性地发生相应的变化。
14.如权利要求1的装置，其中所说的第一电荷(在C4上)相对于第二电荷(在扫描期间)而言只需要很短的时间间隔(在回扫期间)就可以达到。
15.一种视频显示装置，包括偏转线圈(LH)，它包括在回扫谐振电路(100)之中；第一开关(Q2)，它以一个与偏转频率(fH)有关的频率响应第一开关控制信号(V6)并与所说的偏转线圈相连以便生成偏转电流(I3)和回扫脉冲电压(V2)，回扫电压(V2)表示在所说的偏转线圈中所说的偏转电流的幅度；第一电容(C4)，它与第二电容(C6，C7)相连形成电容性的分压器；第二开关(D7)，它用于将所说的回扫脉冲电压送给所说的电容性分压器，以在偏转周期的一部分(回扫)在所说的第一电容上得到一部分所说的回扫脉冲电压；东-西调整信号(i7)源(301)，它与所说的第一电容相连用以根据所说的调整信号改变在所说的第一电容上产生的电压；比较器(Q4，Q5)，它对在所说的第一电容上得到的电压作出响应；第三开关(Q2)，它响应所说的比较器的输出信号(V6)，并与所说的偏转线圈相连以便能用校正光栅失真的方式控制所说的偏转电流。
16.如权利要求15的装置，其中所说的比较器(Q4，Q5)在超过所说的比较器一个门限时将产生所说的输出信号(V6)。
17.如权利要求15的装置，还进一步包括第四开关(D8)，它与所说的第二电容(C6，C7)相连用以在所说的偏转周期部分到来之前初始化保存在所说的第二电容上的电荷。
18.如权利要求17的装置，其中所说第二(D7)和第四(D8)开关中的每一个包括一个对应的二极管，它们与所说的第二电容(C6，C7)的一个接线端(60)相连。
19.如权利要求15的装置还包括输入电压源，与所说输入电压源(B+)相连的电源电感(W1)，以在所说的电源电感中生成阴极射线管用高压脉冲电压(V1)，其中所说的第三开关(Q1)与所说的电源电感和所说的回扫谐振电路(100)相连，以将所说的电源电感和所说的回扫谐振电路连接起来以便补充在所说的回扫谐振电路中失去的能量，在所说的回扫脉冲电压的可控部分，所说的第三开关让所说的电源电感与所说的回扫谐振电路断开。
全文摘要
一个东－西开关三极管(Q1)连接在阴极射线管用高压变压器的初级线圈(W1)与水平偏转输出三极管电路(250)之间以便能控制回扫能量,从而得到东－西枕形失真光栅校正所需要的偏转电流幅度的东－西调整。一对串联的第一(C4)和第二(C6,C7)电容形成了与回扫谐振电路(100)相连的电容性的分压器,谐振电路包括有偏转线圈(L
文档编号G09G1/04GK1254468SQ98804651
公开日2000年5月24日 申请日期1998年4月10日 优先权日1997年4月30日
发明者P·E·哈弗尔, R·韦伯 申请人:汤姆森许可公司