专利名称：处理实子带信号以减少混叠影响的设备和方法
技术领域：
本发明涉及对音频或视频信号处理，具体涉及用于将信号转换成频谱表示的滤波器组，该频谱表示包括带通信号或频谱系数。
背景技术：
在消费和通信电子应用中，期望能够通过频率选择性地增加或降低信号强度来处理信号谱，例如针对均衡器功能或回声抑制。结合基于对输入信号进行频谱分解的音频编码方法，看起来显而易见的是，可以通过采用时变的放大因子的处理，来相应地放大和/或衰减解码的频谱分量(子带采样和/或变换系数)。然而，这里所使用的滤波器组
通常具有实值并包括临界采样(critical sampling)。因此，子带信号包含的混叠分量是通过一个接着一个直接执行的分解(分析)和合并(合成)来彼此补偿的，而不是在上述处理之后彼此补偿。结果，通过例如幅度调制，可能得到可听见的干扰。
图5示出了滤波器组系统，包括分析滤波器组50和合成滤波器组51。将离散时间信号x(n)馈送至N个带通滤波器53，来获得由每一个滤波器组通道中的一个抽取器54抽取的带通信号。然后，将抽取后的带通信号xo(m)至x^(m)馈送至均衡器级55，其中，将频谱加权系数go,
…，gw与每个带通信号关联。然后将加权带通信号yo至yw.,分别馈送至插值器56，并且通过相应的合成滤波器go、 gl、 gw., 57对其进行滤波。然后，通过加法器58将滤波后的信号相加，以在滤波器组的输出59处获得输出信号y(n)。当所有放大因子go, gl， ...， g^， = l时，以及当调整滤波器53和57以使滤波器组具有完美的重建特性时，信号y(n)与信号x(n)等同。
应当指出的是，滤波器ho典型地是原型低通滤波器的余弦调制版本，并且合成滤波器§。^1，...，§^1也是原型滤波器的相应调制版本，其中，滤波器gi与滤波器hj匹配，从而不会由于滤波引入任何伪像。
例如，有包括20个滤波器组通道的滤波器组，从而信号x(n)的20个采样分别产生一个子带信号Xi采样。在这种情况下，滤波器组被认为是经最大抽取的。典型地，通过在数值上有效的数学方法来实现滤波器组，以使在每一通道中发生的滤波以及随后的抽取是在一个处理步骤中执行的，从而任何位置都不存在未抽取的信号。然而，可选实现方式也是己知的，并根据需要得以实现。
当这样的滤波器组具有大量通道(例如，1024个通道)时，这代表变换，可以说该变换规则"一举"实现滤波和抽取。因此，可以由图5中分析滤波器组部分50来描述的具有1024个釆样的MDCT，其中，在该情况下，N是1024，并且针对馈送至该变换的每个采样块，产生"子带信号"的单个采样。如果存在频谱系数的若干MDCT块，并且如果采用后续块中针对频率索引的的MDCT系数的值作为时间信号，则将产生子带信号的时间形式。以下，无论何时提到子带和子带值，均表示子带滤波和变换，而不会在每次变换表示最大抽取的子带滤波时明显地指出，其中，通道的数目N等于变换系数的数目。
所用滤波器组信号的临界采样具有这样的结果带通滤波器具有交叠区域，即，例如，滤波器h。的通过区域的上半部与相邻滤波器h,的下半部分交叠。同时，滤波器h,(n)的上部区域与下一滤波器h2(n)的下部区域交叠。如果在该交叠区域中存在信号分量，则子带信号xo(m)和子带信号x,(m)均具有关于该信号分量的信息。如果两个子带被放大因子g。和g,(两个放大因子相等)等同地放大，则通过分析滤波器go和g,以及随后对滤波器go和g!输出信号的相加将再次清除混叠，从而输出信号y(n)没有伪像。然而，如果两个信号xo、 xj皮不同地放大，则交叠区域中的信号分量的一部分将被不同地放大，结果是，由于合成滤波器组"未预期到"两个交叠的滤波器"的不同加权，所以接收信号y(n)具有更多的混叠。
通过使用复值滤波器组可以避免这样的伪像，但是复值滤波器组不包括临界采样，因此不适于编码。另一方面，在后处理单元中使用这样的复值滤波器组，例如，在带宽扩展(SBR)和参数多通道编码(BCC/EBCC)中。
针对该问题，实值合成滤波提供一种可能但昂贵的解决方案，该实值合成滤波包括随后的复值分析、处理和复值合成。可以通过由用于产生必需的虚部("r2i")的所谓多频带滤波对实值合成和复值分析的依次应用进行近似，来显著地降低该方法的实现代价。在相应地重新转换成实部("i2r")之后，可以应用传统的实值合成。
图6中示出了使用复滤波器组实施方式的混叠问题的复杂解决方案。如图6所示，通过实合成滤波器组，将存在于子带表示中的实信号转换成实时间信号，作为实合数成滤波器组60的输出信号61。然后，将该实时间信号61馈送至复分析滤波器组62，来获得复值子带信号63。然后，将这些复子带信号63馈送至处理级64，处理级64接收图5的加权因子Ck和/或加权因子gj.并且是可以按照图5的均衡器级55的相同方式来设置的。在处理级64的输出处，出现经处理的复值子带信号65，然后要通过复合成滤波器组66将其转换成输出信号67，输出信号67同样是实信号。为了获得实信号67，在复合成滤波器组66中，在加法之前形成实部(该加法可以与图5的加法器58的加法相同)，或者在加法58之后形成实部。直接丢弃虚部。然而，通过复分析滤波器组/合成滤波器组设备的处理确保了没有由对相邻子带的不同处理引起的输出信号67中的更多混叠干扰。
然而，如上所述，与图5的直接处理相比，由于需要附加的复分析滤波器组和附加的复合成滤波器组，该解决方案非常复杂，由于分析滤波器和/或合成滤波器包括相当可观的滤波器长度，该滤波器长度实际上可能在每一滤波器组多于30个滤波器抽头的范围内(即，可能
在分析端和合成端两端)，所以从计算的观点以及产生的延迟来看，这些滤波器组非常复杂。但另一方面，不会引入混叠。
复杂度较低的解决方案是图7中所示的多频带滤波，其中联合了在时间和/或频率上相邻的子带信号，从而不再需要图6的处理级62、66，而分别由图7的块r2i和i2r代替。因此，处理级64或55的运算将以复表示来进行，SP，在图7中72处的级70和71之间进行。
在实到复(r2c)的转换中，对实值合成滤波器组和复值分析滤波
9器组的串行连接进行了近似。这里，通过将三个滤波器输出信号交叠，来形成针对每一实子带采样的虚部。三个滤波器中的每一个应用在相应的子带和两个相邻频带中。
相应地，从复到实(c2r)的转换对复值合成滤波器组和实值分析
滤波器组的串行连接进行了近似。这里，将实部形成为原始实子带采样和三个滤波器输出信号交叠的均值。将三个滤波器中的每一个应用至相应子带和两个相邻频带中的虚部。
r2c和c2r的串行连接必须尽可能精确地重建原始子带信号，来避免输出信号中可听见的干扰。因此，相应的滤波器必须具有相对较大的长度。
在德国专利DE 102 34130 B3中公开了可以有利的方式应用的此类多频带滤波。用于产生离散时间信号的复频谱表示的滤波器组设备包括用于产生离散时间信号的逐块实值频谱表示的装置，该频谱表示包括时间上的连续块，每一块包括一组实频谱系数。此外，提供了用于对逐块的实值频谱表示进行后处理的装置，以获得包括连续块的逐块复近似频谱表示，每一块包括一组复近似频谱系数，其中，可以由第一子频谱系数和第二子频谱系数来表示复近似频谱系数，可以通过将至少两个实频谱系数组合来建立至少第一或第二子频谱系数。第一子频谱系数是复近似频谱系数的实部，第二子频谱系数是复近似频谱系数的虚部。该组合是线性组合，并且为了确定某一特定频率的复频谱系数，用于后处理的装置将该频率的实频谱系数与相邻的较高或较低频率的实频谱系数或当前块、时间上的在前块或时间上的在后块的相应的实频谱系数相组合。
该过程的缺点在于，相对较长的滤波器需要获得没有混叠的表示，特别是在两个相邻子带中不存在不同权重的情况下，也可以说是对两个子带进行等同加权的"良好(benign)"情况。如果使用太短的滤波器，在该良好情况下也会发生混叠，该混叠是不可接受的，并在图7中块r2i70和域i2r71中产生极大的滤波器长度。同时，该极大的滤波器长度意味着计算复杂度，并且特别是对于某些特定应用来说，也意味着不期望的极大延迟。
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发明内容
本发明的目的是提供一种用于处理信号的高效且高质量的构思。该目的通过以下得以实现 一种根据权利要求l的用于对实子带信号进行处理的设备、 一种根据权利要求24的用于对实子带信号进行
处理的方法、根据权利要求25的分析滤波器组、根据权利要求26的合成滤波器组、根据权利要求27的用于分析信号的方法、根据权利要求28的用于合成信号的方法、或根据权利要求29的计算机程序。
本发明基于如下发现可以通过将子带滤波划分成正常部分和校正部分来解决大量伪像或较大滤波器长度的问题，正常部分包括由针对特定子带的加权因子加权的子带，校正部分取决于根据其他子带和针对其他子带的加权因子。由于根据本发明不再对该正常部分进行"来回"滤波而是简单的加权，因此不再需要用于产生正常部分的较长滤波器，达到了高效实现。使用根据例如为相邻子带的其他子带和针对该子带的加权因子而计算的校正部分，解决了混叠问题。为了使本发明的加权子带是能够"防止混叠"的，校正部分与加权子带相组合(例如，相加)，来获得校正的子带信号，减少了混叠。
本发明的优点在于，直接计算校正的子带信号的主要部分，艮口，仅使用为该子带信号提供的加权因子进行加权，而不对其进行滤波。这节省了计算时间，并同时节省了特别重要的计算消耗，特别是对于
移动或电池驱动装置。不再需要通过较长分析滤波器和随后的合成滤波器对子带本身进行滤波。取而代之，只是逐采样地进行加权。这通过划分成加权部分和校正项来实现。
由于校正部分的精度不必与正常部分的精度一样高，因此通过短得多的滤波器可以附加地计算校正项。在本发明中，由于可以使用于校正部分的滤波器更长，因此可以实现任意縮放，从而进一步抑制混叠，但是，特别在仍旧允许少量混叠时，极短的滤波器长度可以用于计算校正部分，在极端情况下，校正部分的计算可以退化成仅仅是乘以因子的乘法和后续的加法，在这种情况下，混叠当然强于例如多于8个滤波器抽头的滤波器长度的情况。另一方面，当存在良好子带处理时，即，当通过相同的加权因子对相邻子带进行加权时，根据本发明，通过再划分成正常组成部分和校正组成部分，确保了尽管只使用短滤波器也不会引入干扰。在这种情况下，根据本发明可以将校正部分简单地设置为零，上述可以手动执行，但是，当通过两个相邻子带的加权因子的差值来对加权的校正项进行加权时，上述可以自动实现。如果该差值等于零，两个放大因子将相等，即，不管校正项有多大、不管校正项仅提供粗略校正还是甚至提供精细校正，校正项都被设置为零。如果已更精确地计算了校正项，则针对加权因子相同的情况，校正项自身将必须为零。然而，仅对于粗略校正，在这种情况下，结果同样是校正项不等于零，但是，由于已经使用校正因子的差值执行了加权，所以校正项不会使结果恶化。
根据实施方式，不是仅使用一个子带信号，而且利用两个相邻子带信号和/或利用与发生频带交叠的重要区域内(即，滤波器具有例如小于30dB衰减的滤波器器区域)中频带数目一样多的相邻子带信号，来获得校正项。如果多于三个滤波器交叠，则再计算校正项以及计算与之关联的校正因子时，考虑多于三个的滤波器。
应当指出的是，当子带信号是带通信号时，不是只能针对具有相对小数目的通道的滤波器组来执行本发明构思。相反，本发明构思也可以应用至具有更大数目的滤波器组通道的滤波器组，例如，通过变
换实现的滤波器组。例如，这样的变换是FFT、 DCT， MDCT或其他最大抽取变换，其中，针对每一采样块在每一滤波器组通道产生一个频谱系数。时间上连续的频谱系数块中系数索引相同的频谱系数表示带通信号，可以对该带通信号进行滤波，以确定校正项，从而获得校正项。
以下将参照附图对本发明的优选实施例进行描述，在附图中图l是根据本发明优选实施例的用于处理实子带信号的本发明设备的电路方框图2是图1的校正项确定器的详细图示；
12图3a是根据本发明优选实施例的本发明设备的示意图示；图3b是图3a的滤波器部分的更详细的图示；
图3C是根据根据本发明可选实施例的本发明设备的示意图示；
图3d是图3c中示意性示出的设备的更详细的图示；
图4示出了具有逐子带处理设备的分析滤波器组/合成滤波器组设
备；
图5示出了具有均衡器级的实值分析/合成滤波器组设备；
图6示出了实合成滤波器组与复分析滤波器组和复合成滤波器组的级联； '
图7是多频带滤波的示意图示；
图8是图7的多频带滤波的滤波器运算的更详细的图示；
图9是针对具有奇数和偶数索引的子带信号的滤波器的表格图
示；
图10示出了用于确定校正项的滤波器的幅频响应的示例性比较；
图ll示出了脉冲的子带滤波；
图12示出了频带界限之上1%处的正弦声调的子带滤波；图13示出了频带界限之上5%处的正弦声调的子带滤波；图14示出了频带界限之上10%处的正弦声调的子带滤波；
图15示出了频带界限之上20%处的正弦声调的子带滤波；
图16示出了频带界限之上30%处的正弦声调的子带滤波；
图17示出了频带界限之上40%处的正弦声调的子带滤波；图18是正弦声调在频带界限之上10X的MDCT的混叠抑制的示意图示。
具体实施例方式
图l示出了用于处理多个实子带信号中的实子带信号x(k)的本发明设备，多个实子带信号是由分析滤波器组(图5中的50)产生的实离散时间信号x(n)的示例。本发明设备包括加权器IO，用于通过为子带
信号而确定的加权因子Ck，对子带信号Xk进行加权来获得加权的子带
信号ll。优选地，加权器实现为执行乘法。具体地，子带采样乘以校正因子，其中子带采样是带通信号的或变换谱的频谱系数的采样。可选地，不进行乘法，而可以执行对数值加法，g卩，校正值的对数与子带采样Xk的对数相加。
用于处理的本发明设备还包括用于计算校正项的校正项确定器，校正项确定器使用至少另一子带信号Xt和提供给该另一子带信号的另一加权因子C,，来计算校正项。该另一加权因子与加权因子Ck不同。甚至当分析和合成滤波器具有完美重建特性时，这两个加权因子的不同也是实滤波器组应用中发生混叠的原因。如同加权的子带信号一样，将在装置12输出处的校正项馈送至组合器13，组合器实现为将加权的
子带信号和校正项进行组合，以获得校正的子带信号yk。
优选地，组合器13实现为逐采样地执行组合。因此，对于加权子
带信号Xk的每一采样，存在"校正项采样"，从而可以执行l: l的校正。可选地，为了实现较小的计算复杂度，例如，可以执行校正，以便为特定数目的加权子带采样计算单个校正项，然后以平滑或非平滑的方式将该单个校正项与同该校正项采样关联的采样组的每一采样相加。根据实施方式，也可以计算校正项作为因子而非相加项。在这种情况下，组合器将执行校正项与加权的子带信号的乘法，来获得校正的子
带信号yk。
应当指出的是，当通过具有交叠通过特征的滤波器产生了两个子带信号时，发生混叠。在特定的滤波器组实施方式中，存在包括交叠区域的此类交叠滤波器特性，该交叠区域对相邻子带信号而言是比较显著的。因此，优选地，如图2所示实现校正项确定器。校正项确定器包
括第一校正项确定器部分12a和第二校正项确定器部分12b。第一校正项确定器部分考虑索引为k的当前子带信号和索引为k+l的下一更高子带信号的交叠。此外，除了子带信号Xk+p校正项确定器部分12a还
接收更高子带信号的加权因子Cw。优选地，校正项确定器还接收Ck+,
和Ck的差值，如图2中qk所示。
第二校正项确定器部分12b考虑子带信号Xk与比子带信号Xk的索
引低l的子带信号xw的交叠。因此，除了子带信号x^，校正项确定器部分12b还接收该子带信号的加权因子Ck.,，优选地，还接收加权因子Ck.,和加权因子Ck的差值(参照图2中Ck)。
在输出端，第一校正项确定器部分12a提供第一校正项qkXUk，第 二校正项确定器部分12b提供第二校正项PkxLk，其中，如将参照图3a 和3b进行描述的，将这两个校正项相加以与加权的子带信号Ck x &相 组合。
以下将对图8和3a中更加详细示出的优选实施例进行描述。
以多频带滤波对实值合成滤波器组和复值分析滤波器组的串行 连接进行近似。这里，通过将三个滤波器输出信号交叠，来形成针对 每一实子带信号采样的虚部。三个相应的滤波器应用在相应的子带和 两个相邻频带中。
因此，从复到实(c2r)的转换近似了复值合成滤波器组和实值分 析滤波器组的串行连接。这里，作为原始实子带采样和三个滤波器输 出信号的交叠的均值，来形成实部。将三个相应的滤波器应用于相应 的子带和两个相邻频带中的虚部。
r2c和c2r的串行连接必须尽可能精确地重建原始子带信号，以避
免输出信号中的可听见干扰。因此，相应的滤波器必须具有相对大的 长度。
这里提出的方法基于如下思想将"r2c"、"增益控制"和"c2r" 的串行连接再划分成在使用相等的放大因子时形成的信号部分、和由 于相邻子带的放大因子之间存在差值而形成的信号部分。
由于第一信号部分与原始子带信号相对应，因此可以省略相应的 运算。
如在常规的r2c和c2r转换中发生的一样，余下的信号部分取决于 相应的放大因子的差值，并仅用来抑制混叠分量。由于相应的滤波器 不会影响对未变化的子带信号的重建，因此，它们可以包括相当短的 长度。
接着，将更详细地描述该过程。
根据子带k、 k-l和k+l的实值子带采样，计算子带k中的虚部，以 形成
/々)=/U^Mrt(z) + // '(z)A-1(z) + //,'(z)A+1(z) (1 )
15由于具有奇数索引的子带的镜像(mirroring)，H和H'之间的区分是 必需的。
如果每一子带分别乘以放大因子Ck，考虑到附加的归一化因子
0.5，子带k中的重建信号的结果将是
&(z) = 0.5(0(z) + cA (z) + '(z)/",(z) + q+,G,'(力A+,(z))
如果用Ck+Pk代替Ck.i， pfCw-ck，并且如果用Ck+qk代替Ck"， qk=
Ck+1-Ck，结果将是
K 0) = OX (A (力+ G (z) + G '0)/w (力+ G,(z))
+ 0.5 (AG 'd, (z) + 'd (力) (2 )
这里，当在所有子带中使用相同的放大因子时，第一项与重建的 子带信号相对应，从而等于除了因子Ck以外的原始子带信号和/或类似 于原始子带信号。然而，第二项表示不同的放大因子的影响，并可以 视作与实处理相比复处理的子带k的校正项，校正项计算如下 (z) = 0.5; tGB'(" (//m '(z)Z4—, (z) +(Z)Xt_2 (z) + (z))
+ '(//m '(Z)A+,(Z) + // (z)A(z) + i/,(Z)J^+2(z)) (3 )
以下结合是多相滤波器组的特性和具有奇数索引的子带的镜像 的结果
= —&(0，//,'(2) = -//u(z),//u'(z) = -//,(0, Gm(》=-//Jz),G;(z)=柳,G,'②=// (力，
G '(>)// 0) = //,(>)// (z) * 0,G,'(z)//,(z) = // 0)//,0) 0 ")
代入具有如下结果
(z) = 0.5 & H, (z) (//, (z) & (z) — //m (z))
+ 0.5&// (力(// (械(z) - (z)) ( 5 )
由于重建不再取决于与在子带上恒定的放大因子一并使用的滤
波器，所以这些滤波器可以通过较短滤波器来代替，其中，还可以近
似相应的乘积滤波器，从而不计算虚部，而可以计算两个校正项 ^ (z) = 0.5 (//,,(z) - /f,m (z), (z))
t/* (z) = 0.5 ((z) — H鹏(z))
//〃 (z) H,2 0)， (z) //, (z)//m (z),仏 (z) i/ 2 (z), //鹏(z) if (z) ( 6 )通过原始子带信号和两个校正信号的加权交叠，来获得包括混叠
补偿的期望子带信号
K (z) = c A (z) + 0) + ^ (z) ( 7 )
然而，在实际实现中，要记住，必须将对包括滤波的相应信号路 径中的延迟进行补偿的延迟引入到没有滤波的信号路径中。 为了检查整体性能，后续附图示出了针对不同输入信号的滤波器
组分析、20dB的子带衰减、和后续滤波器组合成之后的输出信号。 还可以将所述方法与MDCT组合，而不是EBCC中使用的滤波器组。
为此，产生适合长度为5的滤波器的滤波器系数。这与在顺序地 应用相应的变换和/或重变换时得到的未截断的滤波器相对应。然而， 与"r2c-c2r"技术相比，该新方法的优点在于，只要MDCT频谱保持 不变，就不会产生近似误差。然而，由于在近似中仅考虑两个相应的 相邻频带，所以利用"r2c-c2r"将会产生误差。
针对频带界限之上10%的正弦声调得到的信号频谱示出了结合 MDCT同样极有效地抑制了混叠分量。这里，相邻频带也衰减了10dB。
因此，通过在重变换之前进行MDCT逆变换，可以将均衡器功能 和/或回声抑制方法直接集成到音频解码器中(例如，MPEG-AAC中)。
图8示出了实至复(r2c)和复到实(c2r)的滤波器运算的示意图 示。通过经滤波器Hu'滤波的子带信号x^和经滤波器Hr产生的子带
XkW的子带信号，来产生频带Xk的虚分量Ik。此外，经滤波器Hm滤波的
子带信号Xk的分量对该虚分量Ik有贡献。由于由滤波器k交叠的子带信 号Xk.,的一部分具有低通特性，所以滤波器Hu'是低通滤波器。类似地，
由针对Xk的滤波器交叠的上子带信号Xw的一部分是高通信号，从而
Hr是高通滤波器。如所述，对H和H'进行区分，以考虑具有奇数索引 的子带的镜像。在图9中，针对子带Ik+2到Ik.2的虚部，示出了H和H'的 这种变化。此外，索引"m"代表"中间"，并指中心子带信号的贡献。 此外，索引T代表"低"，并考虑到图8所示的较低子带(即，索引 减l的子带)对当前子带的贡献。类似地，"u"代表"高"，并指图8 的上部示出的子带(即，索弓l加l的子带)对当前子带的贡献。在图8中示出了与各个分析滤波器H相对应的合成滤波器G。 G,具
有高通特性，而Gu具有低通特性。因此，如前所述，Gu'和Hu的乘积与 H,和Hu的乘积相同，或者G,'和H,的乘积与Hu和H,的乘积相同并几乎等 于0，这是由于相应的高通滤波器乘以低通滤波器，并且得到的具有相
似截止频率的高通滤波器和低通滤波器的频率响应等于o和/或近似为
0。甚至对于截止频率不相等而彼此远离的情况，得到的频率响应也等 于0。如果低通滤波器的截止频率小于高通滤波器的截止频率，得到的
频率响应还等于o。仅在低通滤波器的截止频率大于高通滤波器的截止
频率的情况下，上述给出的近似不会成立。然而，在典型的多相滤波 器组中不会发生这样的情况，和/或如果发生这样的情况，也只会导致 轻微的干扰，该干扰会引起有些不精确的校正项。由于通过所关心的 两个加权因子的差值优选地对校正项进行加权这一事实，误差也将随 着差值的减小而减小。
图3示出了由本发明的校正项确定器12实现的上述得到的优选滤 波器的示意图示。从图3a显而易见的是，整个设备包括滤波器部分30 和加权部分31。在图3a的加权部分31中用Ck代表的图l的加权器在加权 部分31中。图l的组合器13与图3a中的加法器13相对应。校正项确定器 12包括采用4个滤波器H,m、 H 、 Huu和Hum的滤波器动作。此外，校正
项确定器还包括通过相应的所关心的两个加权因子的差值对未加权的 校正项U和Uk进行加权，g卩，如加权部分31中所示，分别通过qk和Pk 进行加权。图3b中示出了图3a的滤波器部分的更加详细的实现。子带 信号Xw馈送至低通滤波器Hta 32。此外，将子带信号Xk馈送至低通滤 波器Hu 33。此外，将子带信号Xk馈送至高通滤波器Huu34，并且将下 一子带信号Xk馈送至也可以作为高通滤波器实现的滤波器H目35。滤波 器32和33的输出信号在加法器34中组合，表示第一未加权校正项k。 此外，滤波器34和35的输出在加法器35中相加，表示第二未加权校正 项Uk。此外，当滤波器实现为数字滤波器(即，FIR或IIR滤波器)时，
针对由提供给子带信号Xk的加权因子加权的子带信号Xk，考虑发生的
滤波器延迟。对滤波器33到35的延迟的考虑发生在延迟级38中，并且 可以发生在加权之前或之后。对于这样的实现，为了达到最高质量，
18优选地，所有滤波器32、 33、 34、 35长度相同，并将延迟38调整以适 应滤波器32至35的滤波器长度。例如，如果滤波器32到35中每一个的 滤波器长度为ll，则延迟38必须提供5个子带信号采样的延迟幅度。
图3a和3b示出了将滤波器32、 33、 34、 35表示为乘积滤波器的情 况，即，将滤波器32、 33、 34、 35表示为对项lk和Uk进行计算的滤波器， 项lk和Uk随后只需被加权。图3c和3d示出了本发明实现的优选实施例， 其中并不是由4个乘积滤波器来计算校正项，而是总共6个单独的滤波 器320、 330、 340、 350、 381、 382。
如图3c中具体所示，通过由滤波器Hm对x^进行滤波和加上已经 被H,滤波的滤波信号Xk，来计算信号Lk。同样，已引入归一化因子0.5。 然而，如在第一实施例的情况下，可以省略该归一化因子，或将该归 一化因子设置为不同的值(包括l)。此外，通过由Hu对Xk进行滤波来 计算其他分量Uk，其中从Xk.Hu中减去Xk+rHm。与在图3a下部示出的等 式相反(在该等式中己经在滤波器中考虑了乘积)相反，单独地对图 3c中的信号分别进行滤波。如图3a所示，然后通过Pk和qh分别对结果 Lk和Uk进行加权。除了加权以外，还执行经H,和Hu的滤波。
与图3a相反，存在第一滤波器部分、以及可以与加权部分集成和 /或组合的另外的第二滤波器部分。因此，可以在滤波器系数中就考虑 了加权因子，或在数字滤波器H,和/或Hu进行滤波之前或之后分离地应
用该加权因子。因此，延迟Z'd考虑到由两个分量X^和/或Xkw在第一滤
波器部分中的滤波引起的延迟，并还考虑到通过滤波器H,和/或Hu对Lk 和/或Uk进行滤波而引起的第二滤波器中的延迟。
尽管根据实现的滤波器组，任意滤波器特性都可以用于滤波器 Hn、 Hi、 Hu，但是优选的是，对H,使用低通滤波器、对Hu使用高通滤 波器和/或对Hj吏用带通滤波器。由于图10中的HnlOO等于滤波器H,的 平方，因此滤波器巧具有类似于图10的形状。通过在纵轴的兀/2 (即， 大致在图10的中心)处对图10的左部分进行镜像，得到实现为高通滤 波器的滤波器Hu。由于滤波器H,m是带通滤波器和低通滤波器的乘积滤 波器，从而不再出现在图3c中，因此，可以在兀/2处的线上对滤波器H,m 进行镜像，来获得图3b中的滤波器Hum35。尽管该组装形式的乘积滤
19波器不再出现在图3c中，但是在由组合器13对分量进行组合之前，首 先隐式地对该乘积滤波器进行的计算。
而在图3b中，通过滤波器部分30和由加权因子pk和qk对分量Lk和 Uk的加权，来实现图3a的校正项确定器12，根据图3c和3d的校正项确
定在一种双滤波器级中进行，其中，首先，不使用乘积滤波器而使用 单独的滤波器对加法器360和/或370的输出处的信号Lk、 Uk进行计算，
然后利用后续的单独滤波在第二滤波器部分中执行通过Pk和/或qk进行 的加权。
然而，类似于图3a，在图3d中进行由加权器10对子带信号Xk的加权。
在图3c和图3d所示的实施例中或广而言之，不将两个滤波器结合 起来形成乘积滤波器。取而代之，将两个滤波器分别实现为单独的滤 波器。即使不存在在乘积滤波器中的结合，除了针对实现以外，还有 滤波器长度縮短的优点。因此，与从实到复和/或从复到实的直接重新 计算相比，縮短了延迟。如图10中针对乘积滤波器示意性示出的，方 框320、 330、 340、 350、 381、 382中滤波器上的波浪线表示这些滤波 器与正常滤波器组的子带滤波器相比在长度上縮短了。优选的是，使
用比子带滤波器的滤波器长度小的滤波器长度来产生子带信号Xk.,、 xk
和/或Xk+,。此外，优选的是，近似(即，缩短)之后的滤波器hu、 hm、 h,的滤波器长度是在子带滤波器组中应用多个滤波器来产生子带信号 是所用的滤波器的长度的至多500%，这如同在其他情况下一样。
优选地，滤波器长度<21是优选的，其中，这样滤波器的延迟<10。 与图3a和b所示的实施方式相比，图3d所示的实施方式以快速时变衰减 因子提供了优点。对于时间形式，图3d所示的实施方式更类似于实/ 复-复/实的实施方式，而在乘积滤波器实现中，在应用放大因子之后 不会再进行滤波。
不管是选择具有单独并縮短的滤波器的实现还是选择具有乘积 滤波器的总结性实现，根据本发明都实现了抑制混叠的快速实滤波器 组。在特别优选的实施例中，图3d中的滤波器长度与图3b中的滤波器 长度相比縮短了，这是由于图3d中的全部计算具有类似于图3b中全部计算的延迟。类似于图3b的实现可以在图3d中，用于第一滤波器部分 中的滤波器，使其具有7个系数的滤波器长度，该7个系数的滤波器长 度与子带信号的3个采样的延迟幅度相对应。在这种情况下，例如，第
二延迟383和/或后续滤波器381、 382可以具有长度为4的滤波器长度， 来实现幅度为2的延迟。这里应当指出的是，当总延迟有些大于图3b 的乘积滤波器延迟时，有些更长或有些更短的滤波器和/或图3d中的实 施方式也能带来优点。
图4示出了分析滤波器组和/或合成滤波器组中图l到3d中所示的 用于加权的设备的使用。从图4显而易见的是，滤波器通道0到N-1中 的每一个都必需一个图l所示的设备。然而，优选地，当类似图3b实现 时，用于处理的每一个设备具有相同的4个滤波器32至35，从而不管子
带信号的数目和/或分析/合成滤波器组的滤波器通道的数目如何，只 须计算和/或优化相同的4个滤波器。
可以通过来自于分析/合成原型滤波器的直接计算或通过通常以 计算机辅助方式发生的数值优化，来执行滤波器的实际计算。在滤波 器32至35的数值优化中，预先设置滤波器长度，从而可以获得针对不 同滤波器长度的滤波器集合。如图10具体所示，对于具有滤波器传递 函数100的滤波器(即，H )或对于具有滤波器传递函数101的滤波器 (即，Hlm)，获得显著的低通特性。然而，可以看出的是，可以通过 短得多的滤波器，即，通过滤波器102或103，对在阻带区域内具有非 常显著衰减的滤波器进行近似。滤波器102和103的滤波器长度仅为11， 从而对滤波器100和101进行近似。然而，可以看出的是，在低频区域 内，偏差很小并且仅在较高频率处增大。另一方面，通过滤波器102 和103确保了阻带衰减大于40dB，从而这些极短的滤波器已经达到了 良好的混叠抑制。
图11示出了在子带采样周期中位置8处的针对脉冲的滤波器组响 应。实滤波器组提供了110处所示的形式。复滤波器组提供了112处所 示的形式。根据本发明的包括校正的实滤波器组提供lll处所示的形 式。可以看出的是，包括校正的实滤波器组具有几乎与复滤波器组相 同的形式，然而却可以相当便宜地实现。仅在k-l和k之间的频带界限
21处，包括校正的实滤波器组直接呈现波状形式，这是由于使用了如图 10所示的仅为11的滤波器长度，而非使用图10所示的完整滤波器。显
而易见的是，尽管使用了图3b的短滤波器32至35，但包括校正的实滤
波器组与抗混叠的复滤波器组之间的偏差是可忽略的。滤波器长度越
短，形式111和112之间的偏差越大。然而，对于延迟优化的变体而言， 可以使用小于5的滤波器长度，其中，曲线111和112之间的偏差仍旧保 持在合理水平。
接着，图12中示出了在考虑频带界限之上1%处的正弦声调时的 滤波器组响应。输入信号121表示正弦声调。如曲线122所示，实滤波 器组会产生混叠。通过"次峰"125，混叠变得明显，其中该次峰是由 于通过不同的加权因子对相邻频带k-l和k进行加权而引起的。同样， 显而易见的是，复滤波器组不具有这样的次峰，即不会产生这样的混 叠，并且该复滤波器组是通过包括校正的实滤波器组来最优地近似的， 其中仅在区域126中，实滤波器组与复滤波器组之间存在偏差。实滤波 器组比复滤波器组提供更大的衰减，这归功于滤波器32至35的滤波器 长度已縮短至ll这一事实。
应当指出的是，在图12的示例中，以及在图13、 14、 15、 16、 17 的示例中，与其他子带相比，始终存在20dB的子带衰减。
图13示出了与图12类似的情况，但是针对频带界限之上5%处的 正弦声调。同样，实滤波器组会产生次峰125。然而，该次峰几乎全部 被包括校正124的实滤波器组衰减。仅在127处仍可以看见非常小的偏 差。当减小滤波器32至35的滤波器长度时，该峰127会继续增大。甚至 对于退化滤波器，即，仅执行通过加权因子加权的滤波器，峰127仍小 于次峰125。尽管由退化滤波器进行相当不完善的滤波，但是通过由两 个加权因子之差对滤波后的值进行根据本发明的加权，至少对于加权 因子相等或几乎相等的情况而言，几乎不会引入干扰。
图14、图15、图16和图17示出了类似的情况，其中正弦声调与频 带界限相距更远。所有附图清晰地示出了如果不执行本发明的校正则 会由实滤波器组产生的混叠分量。此外，所有附图在127处示出了根据 本发明的包括校正的实滤波器组和抗混叠的复滤波器组123之间的偏差甚至更小。
图18示出了类似于图12到17的情况，但是针对MDCT形式的变换。 同样，可以清晰看到在频率127.88处发生的混叠分量。通过本发明的 校正，即，通过由滤波器32至35对连续MDCT峰的相应的MDCT系数 进行滤波，抑制了混叠分量，除图18中127处的很小偏差以外。如果长 度为11的滤波器长度用于滤波器32至35，则在大约10个MDCT频谱之 后才会设置整个组成。因此，在图3a和3b的实现中，在产生敏感输出 值之前，5个MDCT块的延迟是必要的。
根据情况，本发明的方法可以硬件或软件的形式实现。可以实现 在数字存储介质上，具体地，在具有可以进行电子读取、可以与可编 程计算机系统协同工作以执行相应的方法的控制信号的盘或CD上。一
般而言，本发明也是计算机程序产品形式，该计算机程序产品具有存 储在机器可读载体上的程序代码，用于当计算机程序产品运行在计算 上时执行本发明的方法。换言之，还可以将本发明实现为具有程序代 码的计算机程序，用于在计算机上运行该计算机程序时执行该方法。
权利要求
1、一种用于处理多个实子带信号中的实子带信号(xk)的设备，所述多个实子带信号表示由分析滤波器组(50)产生的实离散时间信号x(n)，所述设备包括加权器(10)，用于通过为子带信号确定的加权因子(ck)对子带信号(xk)进行加权，来获得加权的子带信号(11)；校正项确定器(12)，用于计算校正项，所述校正项确定器使用至少一个第二子带信号(x1)并使用提供给第二子带信号(x1)的第二加权因子(c1)，来计算校正项，第二加权因子(c1)不同于所述加权因子(ck)；以及组合器(13)，用于将加权的子带信号与校正项进行组合，来获得校正的子带信号(yk)。
2、 根据权利要求l的设备，其中，校正项确定器(12)根据子带 信号的加权因子(Ck)和第二子带信号(Xl)的第二加权因子(Cl)的 差值，产生校正项。
3、 根据权利要求1或2的设备，其中，校正项确定器(12)根据 子带信号(xk)，确定校正项。
4、 根据前述权利要求之一的设备，其中，校正项确定器(12) 使用所述多个子带信号中频率范围索引与子带信号(xk)的频率范围 索引相差"1"的子带信号(xw,xw)，作为第二子带信号。
5、 根据前述权利要求之一的设备，其中，校正项确定器(12) 确定第二校正项(12b)，所述第二校正项取决于第三子带信号(xw) 和与第三子带信号(xw)关联的第三加权因子(Ck.!)，第三加权因子(Cw)不同于所述加权因子(ck)。
6、 根据权利要求5的设备，其中，组合器(13)将第二校正项与加权的子带信号(11)进行组合。
7、 根据权利要求5或6的设备，其中，校正项确定器(12)使用 频率范围索引不同于所述子带信号(xk)的频率范围索引以及不同于 第二子带信号(xk+1)的频率范围索引(k+1)的子带信号，作为第三子带信号。
8、 根据前述权利要求之一的设备，其中，校正项确定器将所述 校正项计算为经第一滤波器(33)滤波的所述子带信号与经第二滤波器(32)滤波的第二子带信号(Xk.,)的线性组合，其中滤波器(32、 33)是滤波器长度在1和20之间的低通滤波器或高通滤波器。
9、 根据前述权利要求之一的设备，其中，校正项确定器根据第 二子带信号(xw)来计算未加权的校正项，并且通过所述子带(xk) 的加权因子(ck)和子带(Xl)的加权因子(c,)的差值，对未滤波的 校正项进行加权。
10、 根据前述权利要求之一的设备，其中，根据以下方程，校正项确定器(12)计算校正项(KT): KT = pk Lk(z) + qk Uk(z)，Pk等于相邻子带信号Xk.,的加权因子Cw和子带信号Xk的加权因子Ck的差值，qk是另一相邻子带信号Xk+,和子带信号Xk的加权因子Ck的差 值，Lk是所述相邻子带信号xw的未加权的校正项，以及Uk是由所述另一相邻子带信号Xk+,引起的未加权的校正项。
11、 根据权利要求10的设备，其中，如下计算未加权的校正项Lk<formula>formula see original document page 3</formula>A,和A2是因子，Hu表示第一低通滤波器(33)， H,m表示第二低通 滤波器，Huu表示第一高通滤波器(34)，以及Hum表示第二高通滤波器 (35)。
12、 根据权利要求ll的设备，其中高通滤波器(34、 35)的截止 频率大于或等于低通滤波器(32、 33)的截止频率。
13、 根据前述权利要求之一的设备，其中，能够通过将采样块变换到频谱表示来实现分析滤波器组， 并且子带信号包括子带采样，所述子带采样包括连续频谱表示的序列 中频率索引相同的频谱系数。
14、 根据权利要求1至12之一的设备，其中，分析滤波器组(50)是抽取滤波器组，所述抽取滤波器组包括能够通过原型滤波器的调制来描述的滤波器。
15、 根据权利要求13或14的设备，其中，子带信号是具有若干采样的信号，针对N个值的离散时间信号中的每个信号来产生N/M采样，M是由分析滤波器组产生的子带信号的数量。
16、 根据前述权利要求之一的设备，其中，组合器执行加权的子带信号和校正项的相加。
17、 根据前述权利要求之一的设备，还包括用于提供与子带信号关联的不同加权因子的装置，该用于提供的装置(55)鉴于均衡器功能、或回声抑制、或带宽扩展、或参数多通道编码，来确定若干加权因子。
18、 根据权利要求10的设备，其中，使用以下方程来计算未加权的校正项U和Uk:Lk， = (HfXk - Hm Xk-i)'AUk， = (Xk.Hu - Hm'Xk+i)'A2A,、 A2是常数因子，Hm、 H,、 Hu表示滤波器，滤波器H, (330)包括低通特性，滤波器Hu (340)包括高通特性。
19、 根据权利要求18的设备，其中，滤波器Hm (320、 350)具有带通特性。
20、 根据权利要求18或19的设备，其中，使用以下方程来计算未加权的校正项Lk和Uk:乙k — IV.H^Uk = Uk'HuH,是低通滤波器(381)， Hu是高通滤波器(382)， U'和IV是中间信号。
21、 根据前述权利要求之一的设备，其中，校正项确定器(12)包括滤波器(32、 33、 34、 35; 320、 330、 340、 350、 381、 383、 382)，所述滤波器具有小于子带滤波器的滤波器长度的滤波器长度，以产生所述子带信号(Xk)或第二子带信号(x,)。
22、 根据权利要求21的设备，其中，校正项确定器(12)包括具有选定的滤波器长度的滤波器(32、 33、 34、 35; 320、 330、 340、 350、 381、 383、 382)，其中选定滤波器长度，以使滤波器的延迟小于所述子带信号(Xk)或第二子带信号(Xl)的10个子带信号采样。
23、 根据权利要求22的设备，其中，校正项确定器(12)仅包括具有选定的滤波器长度的滤波器，其中选定滤波器长度，以使每个滤波器的延迟小于所述子带信号(Xk)或第二子带信号(Xl)的6个值。
24、 一种用于处理多个实子带信号中的实子带信号(Xk)的方法，所述多个实子带信号表示由分析滤波器组(50)产生的实离散时间信号x(n)，所述方法包括以下步骤通过为所述子带信号确定的加权因子(Ck)，对所述子带信号(xk)进行加权(10)，来获得加权的子带信号(11);使用至少一个第二子带信号(Xl)并使用提供给第二子带信号(x,)的第二加权因子(q)，计算(12)校正项，第二加权因子(C|)不同于所述加权因子(ck);以及将加权的子带信号与校正项进行组合(13)，来获得校正的子带信号(yk)。
25、 一种分析滤波器组，包括用于从离散时间信号中产生多个子带信号的装置(50);以及根据权利要求1至23之一的设备，用于针对每个子带信号进行处理，来获得经处理的子带信号。
26、 一种合成滤波器组，包括根据权利要求1至23之一的设备，针对已由分析滤波器组产生的多个子带信号的每一子带信号，获得经处理的子带信号；以及多个合成滤波器(51)，用于对经处理的子带信号进行滤波，来获得合成滤波的子带信号；以及求和器(58)，用于对经滤波的子带信号求和，来获得离散时间信号。
27、 一种对离散时间信号进行滤波的方法，所述方法包括以下步骤从离散时间信号中产生(50)多个子带信号；以及 针对每一子带信号，通过根据权利要求24的方法来处理子带信 号，以获得经处理的子带信号。
28、 一种用于合成信号的方法，所述方法包括以下步骤 针对己由分析滤波器组产生的多个子带信号的每一子带信号，通过根据权利要求24的方法来处理子带信号，以获得经处理的子带信号； 以及对经处理的子带信号进行合成滤波(51)，来获得合成滤波的子 带信号；以及对经滤波的子带信号求和(58)，来获得合成的信号。
29、 一种包括程序代码的计算机程序，用于在计算机上运行所述 计算机程序时执行根据权利要求24、 27或28的方法。
全文摘要
为了处理多个实子带信号中的实子带信号，其中多个实子带信号表示由分析滤波器组产生的实离散时间信号，提供加权器(10)来获得加权的子带信号(11)，加权器(10)通过为子带信号确定的加权因子，对该子带信号进行加权。此外，通过校正项确定器(12)来计算校正项，校正项确定器(12)使用至少一个第二子带信号并使用提供给第二子带信号的第二加权因子，对校正项进行计算，两个加权因子不同。然后将加权的子带信号与校正项进行组合来获得校正的子带信号，这样即使对子带信号进行了不同程度的加权，也会减少混叠。
文档编号G10L19/02GK101501760SQ200780027935
公开日2009年8月5日 申请日期2007年6月26日 优先权日2006年7月31日
发明者哈拉尔德·波普, 贝恩德·埃德勒 申请人:弗劳恩霍夫应用研究促进协会