驱动负载的电路和方法、电子系统及控制器的制作方法

专利名称：驱动负载的电路和方法、电子系统及控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电路，特别是涉及一种驱动负载的电路和方法、电子系统及控制 转换电路的控制器。
背景技术：
光源如发光二极管(Light Emitting Diodes，简称LED)在照明产业中得到广泛 应用，尤其用在液晶显示器(Liquid Crystal Display，简称IXD)的背光、街道照明和家用 电器等。直流(direct current，简称DC)光源由直流电能，例如由电池组提供的电能，驱 动。当采用交流(alternating current，简称AC)电源供能时，额外的电路，例如变压器 (transformer)和转换器(converter)，用于将交流电能转换为直流电能。一些光源由交流电能进行驱动，例如这些光源包括相互并联且连接极性相反的 LED串。然而，交流电能，例如具有正弦波形的交流电，的电压波动会降低流经交流光源的 电流稳定性。此外，电路(例如变压器和转换器)用于驱动交流光源。然而，变压器和转 换器中的非线性元件和能量储存元件(例如电容和电感)可存储电能并扭曲此类电路的 输入电流。由此，损坏了表示能量效率的功率因子。

发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种驱动负载的电路和方法、电子系统及控制 器，以改善驱动电路的功率因子，提高系统的能量效率。为解决上述技术问题，本发明提供了以下技术方案一种驱动负载的电路，至少包括电力线、转换电路和控制器；其中所述电力线用于提供输入电流和输入电压；所述转换电路耦合于所述电力线，用于将所述输入电压转换为稳定电压，以驱动 负载，还用于提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是 否下降至预设电流值；所述控制器耦合于所述转换电路，用于根据所述电流检测信号和所述输入电压修 正所述负载驱动电路的功率因子，从而使所述输入电流的波形跟随所述输入电压的波形。本发明还提供了一种电子系统，至少包括一对发光二极管(light emitting diode，简称LED)串、转换器、桥式电路和控制器；其中所述发光二极管串以极性相反的方式相互并联；所述转换器包含主线圈、次线圈和辅线圈。所述转换器用于接收在所述主线圈上 的输入电压，并将所述输入电压转换为所述次线圈上的稳定电压；还用于提供所述辅线圈 上的电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述主线圈的转换电流是否下降至预设电 流值；所述桥式电路耦合于所述转换器，用于将所述稳定电压转换为稳定交流电压，以 驱动所述LED串；
所述控制器耦合于所述转换器，用于根据所述电流检测信号和所述输入电压修正 所述电子系统的功率因子，从而使所述转换电流的平均电流的波形跟随所述输入电压的波形。本发明再提供了一种控制转换电路的控制器，所述转换电路驱动光源，所述控制 器至少包括第一电压输入引脚、第二电压输入引脚和监测引脚；其中所述第一电压输入引脚用于接收表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至 预设电流值的第一电压信号；所述第二电压输入引脚用于接收表示所述转换电路的输入电压的第二电压信 号；所述监测引脚用于接收表示所述转换电流的电流监测信号；其中，所述控制器用于提供与所述第二电压信号成比例的阈值，并比较所述电流 监测信号和所述阈值；所述控制器还用于根据所述第一电压信号决定是否导通所述转换电 流的电流通路，并根据所述比较的结果决定是否断开所述转换电流的电流通路，从而使所 述转换电流的平均电流的波形跟随所述输入电压的波形。本发明又提供了一种驱动负载的方法，至少包括以下步骤电力线提供输入电流和输入电压；转换电路将所述输入电压转换为稳定电压，以驱动所述负载；提供电流检测信号， 所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至预设电流值；及根据所述电流检测信号和所述输入电压修正功率因子，从而使所述输入电流的 波形跟随所述输入电压的波形。与现有技术相比，本发明的驱动电路中的输入电流的波形跟随输入电压的波形， 因此改善了驱动电路的功率因子，从而提高了驱动电路的能量效率。以下结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细的说明，以使本发明的 特性和优点更为明显。


图1所示为根据本发明的实施例的驱动电路的结构图；图2所示为根据本发明的实施例的驱动电路的另一结构图；图3所示为根据本发明的实施例的驱动电路产生的信号的时序图；图4所示为根据本发明的实施例的零电流检测电路和驱动电路的结构图；图5所示为根据本发明的实施例的电流调节器和驱动电路的结构图；图6所示为根据本发明的实施例的驱动电路的另一结构图；以及图7所示为根据本发明的实施例的驱动电路的方法流程图。
具体实施例方式以下将对本发明的实施例给出详细的说明。尽管本发明将结合一些具体实施方式
进行阐述和说明，但需要注意的是本发明并不仅仅只局限于这些实施方式。相反，对本发明 进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式
中给出了众多的具体细节。本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外一些实例中，对 于大家熟知的方法、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。本发明的实施例提供了一种驱动负载的电路，例如交流(alternating current, 简称AC)发光二极管(light emitting diodes，简称LEDs)。作为示例，本发明将结合AC LED进行描述。然而，本发明并不局限于驱动AC LED，还可用于驱动其他各种类型的光源和 负载。在一个实施例中，该电路包括电力线、转换电路和控制器。电力线用于提供输入电 流和输入电压。转换电路将输入电压转换为稳定电压，以驱动负载(例如-M LED)。转换 电路还提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是否下降 至预设电流值，例如零安培。优点在于，控制器根据电流检测信号和输入电压修正该电路 的功率因子，从而使该输入电流的波形跟随该输入电压的波形。因此，优化了该电路的功率 因子。图1所示为根据本发明的实施例的驱动电路100的结构图。在图1的实施例中， 驱动电路100包括交流电源102、整流电路103、滤波器105、转换电路104、负载(例如交 流光源132)和控制器108。交流电源102产生具有正弦电压波形的交流电，例如220伏市 电。整流电路103整流输入交流电，以在耦合于整流电路103的输出端的电力线101上产 生整流交流电压。因此，电力线101提供输入电压Vin和输入电流IIN。转换电路104包括 转换器110，用于将输入电压Vin转换为稳定电压VKEe，稳定电压Vkk比输入电压Vin的电压 波动小。转换电路104还包括桥式电路112，用于根据稳定电压Vkk驱动交流光源132。在 一个实施例中，控制器108可以集成在集成电路(integrated circuit, IC)上，并通过多个 引脚耦合于转换电路104。该多个引脚包括HDR引脚、LDR引脚、SEN引脚、VFF引脚、Z⑶引 脚、DRV引脚和MON引脚。控制器108用于控制转换电路104。交流光源132可包括多个发光二极管(light emitting diode，简称LED)串，例 如LED串132_1和132_2。每一个LED串可以包括多个相互串联的LED。尽管在图1的示 例中讲述了两个LED串，本发明并不局限于此，且交流光源132可包括其他数目的LED串。 LED串132_1和132_2相互连接的极性相反且并联耦合于转换电路104的两个输出端口之 间。因此，LED串132_1和132_2需要交流电能，以正常工作。交流光源132可以具有其他 的结构，且不局限于图1的示例。桥式电路112使用稳定电压Vkk驱动交流光源132。在一个实施例中，控制器108 在HDR引脚和LDR引脚分别产生开关控制信号160和161。桥式电路112耦合于HDR引脚 和LDR引脚，并根据开关控制信号160和161将稳定电压Vkk变换为稳定交流电压Vdkv，以 驱动交流光源132 (将在图2中进一步说明)。优点在于，与直接采用输入交流电压(例如 具有正弦电压波形的交流电压)驱动交流光源的方法不同，交流光源132是由稳定电压Vkk 变换来的稳定交流电压Vdkv驱动的。稳定交流电压Vdkv比输入交流电压的电压波动小。因 此，提高了交流光源132的电流稳定性。整流电路103可包括且不局限于半波整流器、全波整流器或桥式整流器。整流电 路103整流交流电源102产生的输入交流电压，以提供输入电压VIN。更具体地说，在一个 实施例中，整流电路103可删除输入交流电压的负电压波形/分量，或者将负电压波形/分 量转换为对应的正电压波形/分量。因此，在电力线101得到了具有正电压波形/分量的输入电压VIN。在另一个实施例中，输入电压Vin是由直流电源(例如电池组)提供。转换器110可为且不局限于开关模式转换器，例如降压转换器、升压转换器、升 降压转换器或回归式(flyback)转换器。耦合于电力线101的转换器110将输入电压Vin 转换为稳定电压V·。此外，转换电流Ira可流经转换器110。在一个实施例中，当转换电流 Ira的电流通路导通时，转换电流Ira升高；当该电流通路断开时，转换电流Ira下降到预设 电流值II，例如零安培。转换器110还可产生表示转换电流1_的电流监测信号152和表 示转换电流Ira是否下降到预设电流值Il的零电流检测(zero current detection，简称 Z⑶)信号154。控制器108分别通过MON引脚和Z⑶引脚接收电流监测信号152和零电流 检测信号154。滤波器105过滤所述转换电流Ira的高频分量，以得到所述输入电流IIN。在一个 实施例中，滤波器105包括耦合于地的电容。滤波器105的电容和整流电路103的等效电阻 可作为电阻_电容(resistor-capacitor，简称RC)低通滤波器。如上所述，当转换器110 的电流通路导通时，转换电流Ira升高；当该电流通路断开时，转换电流Ira下降。由于滤 波器105可过滤转换电流Ira的高频分量，输入电流Iin可为一个连续电流，该连续电流等 效于转换电流Ira的平均电流。滤波器105可包括其他元件，且不局限于图1的示例。此外，控制器108通过VFF引脚接收输入电压Vin，并根据零电流检测信号154和 输入电压Vin在DRV引脚上产生控制信号156。优点在于，转换器110通过DRV引脚接收控 制信号156，并可据此调节转换电流ΙωΝ，以保持转换电流Ira的平均电流，例如输入电流 ΙΙΝ，与输入电压Vin同相(将在图2、图3和图6中进一步描述)。也就是说，控制器108根 据零电流检测信号154和输入电压Vin修正驱动电路100的功率因子(power factor)，从而 使输入电流Iin的波形跟随输入电压Vin的波形。由此，提高了驱动电路100的能量效率。在一个实施例中，桥式电路112可产生表示流经交流光源132的负载电流的电流 感应信号158。控制器108通过SEN引脚接收电流感应信号158。优点在于，控制器108可 根据电流感应信号158调节控制信号156，以调节稳定电压V·。由此，调节了流经交流光 源132的负载电流，且提高了交流光源132的电流稳定性。控制器108关于调节负载电流 的操作将在图2和图5中进一步描述。图2所示为根据本发明的实施例的驱动电路200的结构图。图2中与图1标号相 同的元素具有相同的功能。图2将结合图1进行描述。在图2的实施例中，转换器110可以是回归式(flyback)转换器，并包括开关220、 二极管222、电流传感器228和变换器Tl。变换器Tl包括主线圈216、次线圈217和辅线 圈218。桥式电路112包括开关电路212、电压分压器210和电流传感器238。在一个实施 例中，开关电路212包括一对相互串联的开关Sl和S2。电压分压器210包括多个相互串联 的电容，例如电容Cl和C2。回归式(flyback)转换器110和桥式电路112可具有其他机 构，且不局限于图2的实施例。回归式转换器110可以工作在开关模式。耦合于整流电路103的主线圈216接收 输入电压VIN。转换电流Ira流经主线圈216。耦合于主线圈216的开关220用于导通或断 开转换电流Ira的电流通路。磁耦合于主线圈216的次线圈217根据转换电流Ira提供稳 定电压V·。根据转换电流1_产生流经次线圈217的另一电流Is。更具体地说，在一个实施例中，当开关220闭合时，流经主线圈216的转换电流ΙωΝ升高，且来自电力线101的能量存储在变换器Tl的磁芯中。同时，耦合于次线圈217的二 极管222反向偏置。电容Cl和C2提供传送至交流光源132的能量。在开关220闭合的时 间间隔中，转换电流Ira根据公式⑴升高di/dt = Vin/L = Δ I/Tonο (1)其中，di/dt表示转换电流ΙωΝ的变化率，L表示主线圈216的电感值，Ton表示开 关220闭合的持续时间，△ I表示在Ton时间间隔内转换电流Ira的变化量。当开关220断开时，转换电流Ira下降至预设电流值II，例如零安培。在一个实 施例中，转换电流Ira的变化促使次线圈217在其极性端II产生正电压。因此，二极管222 正向偏置。存储在变换器Tl的磁芯中的能量通过开关电路212和电压分压器210传送到 交流光源132，并同时给电容Cl和C2充电。电流Is流经次线圈217，以将存储在变换器Tl 的磁芯中的能量传送至桥式电路112。电流Is逐渐下降到零安培。由此，转换器110将输入电压Vin转换为稳定电压V·。稳定电压Vkk的电压值与 开关220的闭合时间和开关220的断开时间之间的比值成比例。因此，稳定电压Vkk的电 压波动小于输入电压Vin的波动和输入交流电压的波动。在一个实施例中，电流传感器228可为耦合于主线圈216的电阻。电流传感器228 感应流经主线圈216的转换电流ΙωΝ，并提供表示转换电流ΙωΝ的电流监测信号152。例如， 电流监测信号152是由电阻228的电压表示，且控制器108通过感应引脚MON接收电流监 测信号152。在一个实施例中，辅线圈218用于产生表示转换电流1_是否下降到预设电流值 11(例如零安培)的零电流检测信号154。在开关220的断开时间间隔中，转换电流ΙωΝ 会下降到预设电流值II。因此，流经次线圈217的电流Is从电压值Ispk斜坡下降。在一个 实施例中，辅线圈218感应转换电流Ira和电流Is的电流变化，并在其极性端III产生正电 压。当电流Is下降到大致零安培时，辅线圈218的电压也下降到大致零伏。因此，在一个 实施例中，当电流Is下降到大致零安培时，则产生零电流检测信号154的下降沿。结果，零 电流检测信号154的下降沿表示转换电流Ira已经下降到预设电流值II。桥式电路112将稳定电压Vkk变换为稳定交流电压Vdkv，以驱动光源132。在一个 实施例中，耦合于交流光源132的第一端口 162的电压分压器210将稳定电压Vkk分压成 第一端口 162上的分压电压VDIV。在一个实施例中，端口 162上的分压电压Vdiv小于稳定电 压 Vreg °控制器108在HDR引脚和LDR引脚分别产生开关控制信号160和161，用以控制开 关电路212。开关控制信号160和161可以是但不局限于脉冲频率调制(pulsefrequency modulation，简称 PFM)信号或脉宽调制(pulse width modulation，简称 PWM)信号。开关电路212通过HDR引脚和LDR引脚接收开关控制信号160和161。在一个实 施例中，开关控制信号160和161交替闭合开关Sl和S2。例如，开关控制信号160和161 可分别为数字0和数字1，以断开开关Sl和闭合开关S2。因此，小于端口 162上的分压电 压Vmv的大致恒定电压，例如地电位，被加在端口 164上。此时，稳定交流电压Vdkv可以由 式(2)表示VDEV = VDIV。(2)由此，负载电流I·流经电容C1、LED串132_1、开关S2和地，从而使LED串132_1发光且LED串132_2熄灭。或者，开关控制信号160和161可分别为数字1和数字0，以闭合开关Sl和断开开 关S2。因此，大于端口 162上的稳定电压Vkk被加在交流光源132的端口 164上。此时，稳 定交流电压Vdkv可以由式(3)表示V 順=Vdiv-Vreg。⑶由此，负载电流Iled2流经开关S1、LED串132_2、电容C2、电流传感器238和地，从 而使LED串132_2发光且LED串132_1熄灭。结果，开关电路212将稳定电压Vkk和恒定电压(例如地电位)交替应用于交流 光源132的端口 164上。因此，在端口 162和端口 164之间得到稳定交流电压Vdkv，用于驱 动交流光源132。在一个实施例中，电流传感器238可为耦合于电容C2和地之间的电阻，因此，当开 关S2断开且开关Sl闭合时，电流传感器238可感应流经LED串132_2的负载电流1_2。在 另一实施例中，电阻238可以耦合于开关S2和地之间，并用于感应流经LED串132_1的负 载电流ImD1。此外，电流传感器238还产生表示流经交流光源132的负载电流Imn或Imi2 的电流感应信号158。在一个实施例中，控制器108包括LED驱动器248，用于在HDR引脚和LDR引脚上 分别产生开关控制信号160和161，例如PWM信号。在一个实施例中，开关控制信号160和 161互补，且开关控制信号160和161的占空比设置为50%，从而使LED串132_1和LED串 132_2可产生相同亮度的光。开关控制信号160和161的频率可根据相互串联的电容Cl和C2进行设置。例如， 如果电容Cl和C2的总电容值降低，电容Cl和C2能够存储的能量减小。因此，增加开关控 制信号160和161的频率，以减少电容Cl和C2的充放电时间。由此，稳定电压Vkk的稳定 性和流经LED串的电流不会受到电容Cl和C2电容变化的影响。通过调节开关控制信号160和161可以控制LED串的亮度。例如，为了降低LED 串的亮度，开关控制信号160和161可同时被调节为数字0，并持续一段预设时间TDIM。此 时，开关Sl和S2同时断开。当预设时间Tdim结束以后，开关控制信号160和161可恢复为 脉宽调制信号。由于缩短了光源发光的总时间，则降低了 LED串的总亮度。控制器108能够修正驱动电路200的功率因子，且可以调节流经交流光 源132的负载电流1_和1_。在一个实施例中，控制器108包括零电流检测(zero currentdetection,简称ZCD)电路242、驱动电路244和电流调节器246。驱动电路244用 于在DRV引脚产生控制信号156，以控制开关220。在一个实施例中，控制信号156可以是 脉宽调制信号。由于稳定电压Vkk是由开关220的闭合时间和开关220的断开时间之间的 比值决定，可通过调节控制信号156的占空比控制稳定电压V·。零电流检测电路242用于决定开关220的断开时间。零电流检测电路242接收表 示转换电流Ira是否下降到预设电流值Il的零电流检测信号154，并据此产生开关启动信 号264。例如，当检测到零电流检测信号154的下降沿时，其表示转换电流Ira下降到预设 电流值II，则产生开关启动信号264。耦合于零电流检测电路242的驱动电路244接收开 关启动信号264，并据此通过控制信号156闭合开关220。优点在于，转换电流Ira的电流 通路在转换电流Ira下降到预设电流值Il以后导通。因此，每一次当电流通路导通时，流经主线圈216的转换电流Ira以预设电流值Il作为起点上升。电流调节器246比较电流监测信号152和电压阈值VTH，并根据比较的结果产生 开关终止信号265。驱动电路244接收开关终止信号265，并断开开关220。因此，阈值VTH 表示转换电流Ira的电流峰值。优点在于，转换电流Ira以预设电流值Il作为起点上升，且其电流峰值与输入电 压Vin成比例。因此，转换电流1_的平均电流与输入电压Vin大致同相。也就是说，输入电 流Iin(表示转换电流Ira的平均电流)的波形跟随输入电压Vin的波形。由此，改善了驱动 电路200的功率因子。转换电流ΙωΝ和输入电流Iin的操作将在图3中进一步描述。此外， 输入电压Vin和阈值VTH之间的比例系数由感应信号158决定。因此，可根据流经交流光源 132的负载电流调节开关闭合时间，由此，调节了稳定电压V·。通过这种方式，调节了流经 交流光源132负载电流。图3所示为根据本发明的实施例的驱动电路200产生的信号的时序图300。图3将 结合图1和图2进行描述。图3描述了输入电压Vin、电流调节器246提供的电压阈值VTH、 电流监测信号152、输入电流Iin、流经次线圈217的电流Is、零电流检测信号154的电压和 控制信号156的电压。在一个实施例中，由于删除了输入交流电压的负波形或将负波形转换为对应的正 波形，输入电压Vin具有整流正弦波形。电压阈值VTH与输入电压Vin成比例，其比例系数由 感应信号158决定。零电流检测电路242决定电流通路的断开(OFF)时间。在tl时刻，控制信号156的 电压变为数字0，以断开开关220。因此，电流监测信号152的电压下降到预设电压值VO (例 如0伏特)，其表示转换电流Ira下降到预设电流值Il (例如零安培)。因此，在tl时刻， 流经次线圈217的电流Is上升到电流值Ispk，并在tl至t2的时间间隔中随着能量从变换 器Tl的磁芯传送到桥式电路112而斜坡下降。在t2时刻，变换器Tl的磁芯中的能量全部 消耗，由此电流Is下降到零。辅线圈218感应电流Ira和电流Is，且当Is下降到零时，产生 具有下降沿的零电流检测信号154。如图3所示，在时刻tl，电流监测信号152的电压下降 到预设电压值V0，从而使得零电流检测信号154上升到恒定电压值。当Is下降到零时，产 生具有下降沿的零电流检测信号154。因此，零电流检测信号154的下降沿可以表示转换电 流Ira已经下降到预设电流值II。零电流检测电路242监测零电流检测信号154，并根据监测的结果产生开关启动 信号264。驱动电路244接收开关启动信号264。因此，在t2时刻，将控制信号156的电压 设置为数字1，以闭合开关220。电流调节器246决定电流通路的导通(ON)时间。在t2时亥lj，控制信号156的电 压为数字1，从而闭合开关220。因此，电流监测信号152的电压根据式(1)逐渐上升。电 流调节器246比较电流监测信号152的电压和电压阈值VTH，并根据比较结果产生开关终止 信号265。在一个实施例中，当电流监测信号152的电压上升到电压阈值VTH时，则产生开 关终止信号265。因此，在t3时刻，控制信号156的电压复位为数字0，则断开开关220。也 就是说，电压阈值VTH可表示转换电流ΙωΝ的电流峰值。在时间间隔t3至t5、t5至t7和 t7至t9中，驱动电路200的工作方式与在时间间隔tl至t3类似。优点在于，电流监测信号152的电压的峰值，例如在时刻tl、t3、t5、t7或t9，等于与电力线101上的输入电压Vin成比例的电压阈值VTH。此外，在时刻t2、t4、t6或t8， 电流监测信号152的电压以预设电压值VO为起点上升。可通过过滤电流监测信号152高 频成分得到电流监测信号152的平均电压值，例如该平均电压值表示输入电流IIN。如图 3所示，输入电流Iin (Iin等效为转换电流ΙωΝ的平均电流，且电流监测信号152表示Ira)跟 随输入电压Vin的变化。也就是说，输入电流Iin与输入电压Vin同相。由此，改善了表示驱 动电路200的能量效率的功率因子。图4所示为根据本发明的实施例的零电流检测电路242和驱动电路244的结构 图。图4中与图1和图2标号相同的元素具有相同的功能。图4将结合图1和图2进行描 述。在图4的实施例中，驱动电路244包括触发器416，用于接收开关启动信号264和 开关终止信号265，并据此产生控制信号156，以控制开关220。触发器416可以是复位置位 (reset-set，简称RS)触发器。因此，如果开关启动信号264为数字1且开关终止信号265 为数字0，那么触发器416的输出端输出数字1。相反，如果开关启动信号264为数字0且 开关终止信号265为数字1，那么触发器416的输出端输出数字0。驱动电路244可具有其 他结构，且不局限于图4中的实施例。零电流检测电路242可以包括开启电路402、钳制电路404、比较器406、边沿触发 器408和或门410。零电流检测电路242可具有其他结构，且不局限于图4的实施例。开启 电路402耦合于或门410输入端，并用于开启驱动电路100或200。在一个实施例中，当驱 动电路100初始上电时，开启电路402输出数字1，以设置触发器416。当开启时间结束以 后，开启电路402输出数字0信号，由此，在正常的工作中，或门410的输出就由边沿触发器 408的输出决定。钳制电路404接收零电流检测信号154，并输出钳制信号422。钳制信号422跟随 零电流检测信号154，且其电压变化被钳制在预设范围。例如，零电流检测信号154的电压 在0 100伏范围内变化，而钳制信号422被钳制在0 5伏范围内变化。比较器406可以是迟滞比较器。比较器406比较钳制信号422和预设电压阈值， 例如低阈值Vl和高阈值V2，并根据比较的结果产生比较信号424。更具体地说，如果钳制 信号422大于高阈值V2，比较器406设置比较信号424为逻辑1 ；如果钳制信号422小于低 阈值VI，比较器406复位比较信号424为逻辑0。结合图2的描述，当开关220断开时，零 电流检测信号154上升到恒定电压值；且当转换电流Ira下降到预设电流值Il以后，零电 流检测信号154下降至零。因此，可产生比较信号424的下降沿。边沿触发器408检测比较信号424，并当检测到比较信号424的下降沿时，产生触 发信号428，以置位或门410。然后，置位触发器416，以闭合开关220。优点在于，开关220 在转换电流Ira下降到预设电流值Il时闭合，因此，转换电流Ira以预设电流值Il为起点 开始上升。图5所示为根据本发明的实施例的电流调节器246和驱动电路244的结构图。图 5中与图1和图2标号相同的元素具有相同的功能。图5将结合图1、图2和图4进行描述。在图5的实施例中，电流调节器246包括电压分压器502、误差放大器504、乘法器 506和比较器508。耦合于地的电压分压器502接收输入电压Vin，并产生正比于输入电压 Vin的参考电压VFFjnS⑷所示。
VFF = k*VIN。 (4)其中，k表示VFF和Vin之间的比例系数。误差放大器504的反相输入端接收感应信号158，其正相输入端接收预设参考电 压VREF。在一个实施例中，VREF可以是预设恒定电压，且其值可设置为等于感应信号158 的电压，例如当驱动电路200刚上电时设置。误差放大器504比较感应信号158和参考电 压VREF，并根据比较结果输出放大信号。该放大信号的电压VC是流经交流光源132上的 负载电流的函数。例如，如果感应信号158等于参考电压VREF，误差放大器504输出电压 V4。如果感应信号158和参考电压VREF之间具有差值Δν，例如由于电流I·的波动产 生的误差，误差放大器504可以放大差值AV。电压VC设置为电压V4和差值AV的和，如 式(5)所示VC = Α* Δ V+V4 = A* (VREF_R_238*ILED2) +V4。(5)其中，A表示误差放大器504的放大系数，R_238表示电阻238的阻值。如式(5) 所示，VC是负载电流Imi2的函数。 在一个实施例中，乘法器506接收来自误差放大器504的电压VC，并接收来自电压 分压器502的参考电压VFF。结合式(4)和式(5)，电压阈值VTH可表示为VTH = VOVFF = (Α* Δ V+V4) * (k*VIN)。(6)如式(6)所示，电压阈值VTH与输入电压Vin成比例。此夕卜，电压阈值VTH与输入 电压Vin之间的比例系数，例如(Α* Δ V+V4) *k，也是流经交流光源132的负载电流的一个函 数。也就是说，该比例系数由感应信号158决定。比较器508比较表示转换电流Ira的电流监测信号152和电压阈值VTH，并当电流 监测信号152大于电压阈值VTH时，产生数字1信号，以复位触发器416。优点在于，电流监 测信号152的峰值等于与输入电压Vin成比例的电压阈值VTH。因此，结合图3的描述，改 善了功率因子。优点在于，如式(6)所示，电压阈值VTH与输入电压Vin之间的比例系数由表示流 经LED串132_2的电流I·的感应信号158决定。因此，可调节LED串132_1和132_2的 电流。例如，如果电流增大，比如是由稳定电压Vkk的波动引起的变化，感应信号158 随之增加。根据式(6)，该比例系数减小，并由此减小了电压阈值VTH。由此，电流监测信号 152会花更少的时间上升到电压阈值VTH，因此，缩短了电流通路的导通时间(ON time)。结 果，减小了稳定电压VKEe，并由此降低了流经LED串132_1和132_2的电流。同理，如果电 流减小，电流调节器246延长电流通路的导通时间(ON time)。以这种方式，交流光源 132的电流可以调节在需要的范围，因此，提高了 LED串的稳定性。优点在于，LED串132_1和132_1可由用户调节。例如，为了增加LED串132_1和 132_1的亮度，用户可以把电流传感器238的阻值调小。根据式(6)，电流调节器246可自 动增加电压VC，因此，增加了电压阈值VTH。由此，增加了电流通路的导通时间(ON time), 从而增加了稳定电压VKEe。因此，流经LED串132_1和132_1的负载电流变大，从而提高了 LED串132_1和132_1的亮度。本发明中的修正功率因子以及调节负载电流的结构和方法还可用于包含其他种 类负载的系统。例如，将桥式电路112和交流光源132替换为直流光源(例如多个直流 LED串)，稳定电压Vkk也可用于驱动直流LED串。此时，通过控制流经主线圈216的转换电流Ira的电流通路，控制器108可以修正此系统的功率因子。并且，通过感应流经直流LED 串的负载电流，控制器108可以调节稳定电压V·，以调节负载电流。图6所示为根据本发明的实施例的驱动电路600。图6中与图1和图2标号相同 的元素具有相同的功能。图6将结合图1、图2和图3进行描述。在图6的实施例中，转换 器110包括变压器T2、开关620、电流感应器628和二极管622。变压器T2包括主线圈616 和辅线圈618。此时，主线圈616、开关620、二极管622和桥式电路112中的电容Cl和C2 构成升压转换器，用于将输入电压Vin转换为稳定电压V·。在一个实施例中，流经主线圈616的转换电流Iew具有两个电流通路，例如L1和 L2。开关620根据控制信号156导通和断开电流通路Li。当开关620闭合以导通电流通 路Ll时，二极管622反向偏置，流经主线圈616的转换电流Icqn流经电流通路Ll。由于主 线圈616上的电压差值为正，例如输入电压Vin大于地电位，电流ΙωΝ斜坡上升，以存储能 量至主线圈616。同时，电流感应器628提供表示电流Ira的电流监测信号152。电流监测 信号152用于决定开关620的闭合时间。当开关620断开以断开电流通路Ll时，二极管622正向偏置，流经主线圈616的 转换电流Ira流经电流通路L2。由于主线圈616上的电压差值为负，电流Ira斜坡下降，以 将存储在主线圈616的能量传送到桥式电路112。当开关620断开时的电流Ira的波形与 图2中的开关220断开时的电流Is的波形(如图3所示)类似。当存储在主线圈616中 的能量全部耗尽时，电流Ira下降到预设电流值II。与图2所示的辅线圈218的工作原理相似，磁性耦合于主线圈616的辅线圈618 可以检测流经主线圈616的电流Ira的变化。更具体地说，当开关620断开，电流Ira开始 下降。因此，零电流检测信号154的电压上升到一个正电压值。电流1_下降到预设电流 值Il时，则产生零电流检测信号154的下降沿，以表示电流ΙωΝ已经下降到预设电流值II。优点在于，通过采用图6所示的实施例中的升压转换器，控制器108也可以根据零 电流检测信号154和输入电压Vin产生控制信号156，以控制开关620。因此，每一次当电流 通路Ll导通时，电流Ira以预设电流值Il为起点上升。此外，电流Ira的电流峰值正比于 输入电压VIN。由此，输入电流Iin的波形，例如表示电流Ira的平均电流，跟随输入电压Vin 的波形。也就是说，修正了电路600的功率因子，提高了能量效率。图7所示为根据本发明的实施例的驱动电路100、200或600的方法流程图700。 图7将结合图1至图6进行描述。图7所涵盖的具体步骤仅仅作为示例。也就是说，本发 明适用于其他合理的流程或对图7进行改进的步骤。在步骤702中，电力线(例如电力线101)提供输入电流(例如输入电流Iin)和 输入电压(例如输入电压VIN)。在一个实施例中，整流输入交流电压，以提供所述输入电压。在步骤704中，转换电路(例如转换电路104)将所述输入电压转换为稳定电压 (稳定电压VKEe)，以驱动负载(例如交流光源132)。在一个实施例中，将所述稳定电压变 换为稳定交流电压，以驱动所述负载。更具体地说，在一个实施例中，将所述稳定电压分压 成所述负载的第一端口上的分压电压，且将所述稳定电压和恒定电压交替应用于负载的第 二端口。由此，在所述第一端口和所述第二端口之间得到所述稳定交流电压。在步骤706中，提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的
15转换电流(例如转换电流ιωΝ)是否下降至预设电流值(例如11)。在步骤708中，根据所述电流检测信号和所述输入电压修正功率因子，由此，所述 输入电流的波形跟随所述输入电压的波形。在一个实施例中，根据所述电流检测信号导通 所述转换电流的电流通路，其中，当所述电流通路导通时，所述转换电流以所述预设电流值 为起点升高。此外，产生与所述输入电压成比例的阈值。比较表示所述转换电流的电流监测 信号和所述阈值之间的大小。根据所述比较的结果断开所述转换电流的电流通路。因此， 所述阈值表示所述转换电流的电流峰值。在一个实施例中，根据流经所述负载的负载电流 决定所述输入电压和所述阈值之间的比例系数。在步骤710中，过滤所述转换电流的高频分量，以决定所述输入电流，其中，所述 输入电流表示所述转换电流的平均电流。上文具体实施方式
和附图仅为本发明之常用实施例。显然，在不脱离权利要求书 所界定的本发明精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员 应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下 在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露之实施例 仅用于说明而非限制，本发明之范围由后附权利要求及其合法等同物界定，而不限于此前 之描述。
权利要求
一种驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路至少包括电力线，用于提供输入电流和输入电压；耦合于所述电力线的转换电路，用于将所述输入电压转换为稳定电压，以驱动负载，还用于提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至预设电流值；及耦合于所述转换电路的控制器，用于根据所述电流检测信号和所述输入电压修正所述负载驱动电路的功率因子，从而使所述输入电流的波形跟随所述输入电压的波形。
2.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述负载包括一对发光二极 管串，所述发光二极管串以极性相反的方式相互并联。
3.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述转换电路包括桥式电路， 用于将所述稳定电压转换为稳定交流电压，以驱动所述负载。
4.根据权利要求3所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述桥式电路包括耦合于所述负载的第一端口的电压分压器，用于将所述稳定电压分压成所述第一端口 上的分压电压；及耦合于所述负载的第二端口的开关电路，用于将所述稳定电压和恒定电压交替应用于 所述第二端口；其中，在所述第一端口和所述第二端口之间得到所述稳定交流电压。
5.根据权利要求4所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述电压分压器包括多个相 互串联的电容。
6.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述控制器包括电流检测电路，用于根据所述电流检测信号产生开关触发信号，以导通所述转换电流 的电流通路，其中，当所述电流通路导通时，所述转换电流以所述预设电流值为起点增大。
7.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述控制器包括电流调节器，用于提供与所述输入电压成比例的阈值，并比较表示所述转换电流的电 流监测信号和所述阈值之间的大小，以及根据所述比较的结果产生开关终止信号，以断开 所述转换电流的电流通路，其中，所述阈值表示所述转换电流的电流峰值。
8.根据权利要求7所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述输入电压和所述阈值之 间的比例系数由流经所述负载的负载电流决定。
9.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括 耦合于所述转换电路的滤波器，用于过滤所述转换电流的高频分量，以决定所述输入电流，其中，所述输入电流表示所述转换电流的平均电流。
10.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括耦合于所述电力线的整流电路，用于整流输入交流电压，以提供所述输入电压。
11.根据权利要求1所述的驱动负载的电路，其特征在于，所述驱动负载的电路还包括耦合于所述负载的传感器，用于提供表示流经所述负载的负载电流的感应信号，其中， 所述控制器根据所述感应信号调节所述稳定电压，以调节所述负载电流。
12.一种电子系统，其特征在于，所述电子系统至少包括一对发光二极管串，所述发光二极管串以极性相反的方式相互并联；转换器，所述转换器包含主线圈、次线圈和辅线圈，所述转换器用于接收在所述主线圈 上的输入电压，并将所述输入电压转换为所述次线圈上的稳定电压，还用于提供所述辅线 圈上的电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述主线圈的转换电流是否下降至预设 电流值；耦合于所述转换器的桥式电路，用于将所述稳定电压转换为稳定交流电压，以驱动所 述发光二极管串；及耦合于所述转换器的控制器，用于根据所述电流检测信号和所述输入电压修正所述电 子系统的功率因子，从而使所述转换电流的平均电流的波形跟随所述输入电压的波形。
13.根据权利要求12所述的电子系统，其特征在于，所述控制器包括电流检测电路，用于根据所述电流检测信号产生开关触发信号，以导通所述转换电流 的电流通路；及耦合于所述电流检测电路的电流调节器，用于比较表示所述转换电流的电流监测信号 和与所述输入电压成比例的阈值之间的大小，并根据所述比较的结果产生开关终止信号， 以断开所述转换电流的电流通路。
14.根据权利要求13所述的电子系统，其特征在于，当所述电流通路导通时，所述转换 电流以所述预设电流值为起点升高，且所述转换电流的电流峰值与所述输入电压成比例。
15.根据权利要求13所述的电子系统，其特征在于，所述稳定电压由所述电流通路的 导通时间和所述电流通路的断开时间之间的比例决定。
16.根据权利要求13所述的电子系统，其特征在于，所述电流调节器根据流经所述发 光二极管串的负载电流决定所述输入电压和所述阈值之间的比例系数。
17.根据权利要求12所述的电子系统，其特征在于，所述桥式电路包括耦合于所述发光二极管串的第一端口的电压分压器，用于将所述稳定电压分压成所述 第一端口上的分压电压；及耦合于所述发光二极管串的第二端口的开关电路，用于将所述稳定电压和恒定电压交 替应用于所述第二端口上，其中，在所述第一端口和所述第二端口之间得到所述稳定交流电压。
18.根据权利要求17所述的电子系统，其特征在于，所述电压分压器包括多个相互串 联的电容。
19.根据权利要求12所述的电子系统，其特征在于，所述电子系统还包括耦合于所述转换器的滤波器，用于过滤所述转换电流的高频分量，以得到所述平均电流。
20.根据权利要求12所述的电子系统，其特征在于，所述转换器包括开关模式转换器， 所述开关模式转换器从降压转换器、升压转换器、升降压转换器、或回归式转换器中选择一 种。
21.一种控制转换电路的控制器，其特征在于，所述转换电路驱动光源，所述控制器至 少包括第一电压输入引脚，用于接收表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至预设电流 值的第一电压信号；3第二电压输入引脚，用于接收表示所述转换电路的输入电压的第二电压信号；及 监测引脚，用于接收表示所述转换电流的电流监测信号，其中，所述控制器用于提供与所述第二电压信号成比例的阈值，并比较所述电流监测 信号和所述阈值；所述控制器还用于根据所述第一电压信号决定是否导通所述转换电流的 电流通路，并根据所述比较的结果决定是否断开所述转换电流的电流通路，从而使所述转 换电流的平均电流的波形跟随所述输入电压的波形。
22.根据权利要求21所述的控制转换电路的控制器，其特征在于，当所述转换电流下 降至所述预设电流值时，所述第一电压信号具有变化沿。
23.根据权利要求21所述的控制转换电路的控制器，其特征在于，所述转换电路将所 述输入电压转换为稳定电压，其中，所述稳定电压的电压值由所述电流通路的导通时间和 所述电流通路的断开时间之间的比例决定。
24.根据权利要求23所述的控制转换电路的控制器，其特征在于，所述控制器还包括 感应引脚，用于接收表示流经所述光源的负载电流的感应信号，其中，所述控制器还用于根据所述感应信号调节所述输入电压和所述阈值之间的比例 系数，从而调节所述比例以调节所述稳定电压。
25.根据权利要求21所述的控制转换电路的控制器，其特征在于，所述转换电流以所 述预设电流值为起点升高，且所述转换电流的电流峰值与所述输入电压成比例。
26.—种驱动负载的方法，其特征在于，所述方法至少包括以下步骤 电力线提供输入电流和输入电压；转换电路将所述输入电压转换为稳定电压，以驱动所述负载； 提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至 预设电流值；及根据所述电流检测信号和所述输入电压修正功率因子，从而使所述输入电流的波形跟 随所述输入电压的波形。
27.根据权利要求26所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述方法还包括 将所述稳定电压变换为稳定交流电压，以驱动所述负载。
28.根据权利要求27所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述将所述稳定电压变换 为所述稳定交流电压的步骤包括将所述稳定电压分压成所述负载的第一端口上的分压电压；及 将所述稳定电压和恒定电压交替应用于负载的第二端口上， 其中，在所述第一端口和所述第二端口之间得到所述稳定交流电压。
29.根据权利要求26所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述根据所述电流检测信 号和所述输入电压修正功率因子的步骤包括根据所述电流检测信号导通所述转换电流的电流通路，其中，当所述电流通路导通时， 所述转换电流以所述预设电流值为起点升高。
30.根据权利要求26所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述根据所述电流检测信 号和所述输入电压修正功率因子的步骤包括产生与所述输入电压成比例的阈值；比较表示所述转换电流的电流监测信号和所述阈值之间的大小；及根据所述比较的结果断开所述转换电流的电流通路，其中，所述阈值表示所述转换电 流的电流峰值。
31.根据权利要求30所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述根据所述电流检测信 号和所述输入电压修正功率因子的步骤还包括根据流经所述负载的负载电流决定所述输入电压和所述阈值之间的比例系数。
32.根据权利要求26所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述方法还包括 过滤所述转换电流的高频分量，以决定所述输入电流，其中，所述输入电流表示所述转换电流的平均电流。
33.根据权利要求26所述的驱动负载的方法，其特征在于，所述方法还包括 整流输入交流电压，以提供所述输入电压。
全文摘要
本发明公开了一种驱动负载的电路和方法、电子系统及控制器。所述驱动负载的电路至少包括电力线、转换电路和控制器；所述电力线用于提供输入电流和输入电压；所述转换电路耦合于所述电力线，用于将所述输入电压转换为稳定电压，以驱动负载，还用于提供电流检测信号，所述电流检测信号表示流经所述转换电路的转换电流是否下降至预设电流值；所述控制器耦合于所述转换电路，用于根据所述电流检测信号和所述输入电压修正所述负载驱动电路的功率因子，从而使所述输入电流的波形跟随所述输入电压的波形。本发明能够改善驱动电路的功率因子，从而提高驱动电路的能量效率。
文档编号F21Y101/02GK101932170SQ201010207210
公开日2010年12月29日 申请日期2010年6月22日 优先权日2009年6月22日
发明者李胜泰, 柳达, 郭清泉 申请人:凹凸电子(武汉)有限公司