用于脉冲-传播时间-料位传感器的成对中频采样的制作方法

专利名称：用于脉冲-传播时间-料位传感器的成对中频采样的制作方法
技术领域：
本发明涉及料位测量。特别地，本发明涉及一种用于脉冲-传播时间 -料位传感器的料位测量的方法，以及一种料位测量设备，该设备根据脉 冲 -传播时间—方法确定填料在容器中的料位。
背景技术：
为了连续地确定例如包含液体或者松散材料的容器中的料位，通常使 用如下传感器这些传感器根据脉冲—传播时间—方法测量电磁波或者声 波从传感器至填料表面并返回的传播时间。根据由脉冲-传播时间通过波 传播速度确定的、在传感器与填料表面之间的距离，在已知传感器相对于 容器底部的安装位置的情况下，可以直接计算出所探求的料位高度。
声波由所谓的超声波料位传感器主要在如10kHz至100kHz的范围内 借助机电的声变换器来产生并JLiC射。^Jlt的声脉冲被相同的声变换器或 者只为接收而设置的第二变换器接收，并且在其相对于发射时刻的传播时 间方面进:行分才斤。
频率范围可在约0.5 GHz至100 GHz之间的电磁波通常由传感器经 天线来发射并且又被接收。此外，公开了如下设备其将波沿着波导从传 感器传导至填料以及向回传导。波在*^表面上的反射基于波在该部位上 的传播阻抗的改变。
脉冲雷达方法用于产生短的相干微波脉冲，所谓的脉冲串(Burst), 并且确定脉冲的发射和接收之间的直接的持续时间。在通常达到数米的范 围内的测量距离的情况下，要测量的时间间隔;l一极短的，所以在脉冲雷达
传感器的情况下接收到的回波信号合乎目的地通过时间变换方法在时间
上被延长。在DE 3107444中描述了这种方法。该方法提供M长的回波 信号，该回波信号与接收到的高频发射信号和接收信号对应，但在时间上 例如緩慢10 000到100 000之间的因子。由例如5.8 GHz的微波脉冲的栽 波振荡频率得到在例如58 kHz到580 kHz之间的时间延长的回波脉冲的 载波振荡频率。内部通过时间变换产生的该信号通常也称作中频信号或者 短中频信号，并且通常大约在10 kHz到1 MHz之间，例如在50kHz到 200kHz之间。如所提及的那样，该中频信号是所发射的和所接收的微波 脉冲的时间分布的时间延长后的反映。脉冲雷达方法的中频信号和超声波 方法的回波信号不仅频率范围而且在幅度分布的特征方面都非常相似，因 此除了小的不同之夕卜，这些信号的进一步处理和分析以确定相关回波传播 时间和由此的距离测量是相同的。于是，如^E进一步的描述中谈及中频 信号，则不仅应该理解为微波信号的时间延长的表示，而且还应理解为原 理上视为相同的超声回波信号。
中频信号包含各个脉冲的时间过程，M射脉冲导出的参考脉冲或者 参考回波开始，经过在波的传播路径内的反射位置的不同的脉冲或者回 波，其中在这些反射位置上改变传播介质的阻抗。每个脉冲都由某确定频 率的、具有通itj^射脉冲的形状确定的脉冲形状的幅度分布的栽波振荡构 成。在出现参考回波和对感兴趣的测量区域最大所需传播时间之间的某个 时间上的所有回波的整体形成中频信号。所涉及的料位传感器的测量循环 的特征在于，形成中频信号的至少一部分，但通常是一个或者多个完整中 频信号，并且接着进行信号处理、分析、形成测量值和输出测量值，它们 都基于所形成的中频信号。测量循环的周期性重复保证了更新测量值，用 以跟踪变化的料位'
为了在中频信号内可能出现的各种回波中使填料表面的那个回波相 对于额外出现的干扰回波隔离，才艮据典型特征来识别各个回波是必要的。 一个重要的特征是回波的幅度的分布，该分布在起始处幅度增大，具有最 大幅度，并在回波末端处幅度下降。该幅度分布通过中频信号的包络线的 形成而获得。在形成包络线时，通常丢弃了关于回波的栽波振荡的相位分 布的信息。但由于通过利用相位曲线的知识可能可以明显地提高测量精 度，所以公开了如下方法除了单纯的包络线信息之外也分析中频信号的 相位信息。
所探求的填料表面的回波的传播时间由参考回波和填料回波的时间
间隔来得到。这可以由包络曲线的两个特征点的距离来确定，例如由两个
回波的最大值的距离或者在回波边沿的如下包络线点的距离来确定这些 包络线点与最大值成限定的幅度比例。通it^目位信息可以校正由包络线导 出的传播时间信息，由此得到了提高的精度。
在DE 44 07 369中有对中频信号的这种分为两级的信号处理和分析 的例子。在那里所描述的料位测量设备包括用于形成包络线的模拟信号处 理通道和与之并行的具有用于中频信号的模拟正交解调器的通道，该模拟 正交解调器用于产生表征中频信号的实部的第一正交信号和表征中频信 号的虚部的第二正交信号。通过两个通道的模拟构造产生了某些由器件公 差和长时间漂移造成的信号处理的困难，这些困难会导致测量精度降低。
此外应注意到，近区域中反射良好的表面的回波与在测量区域端部的 反射差的表面的回波之间的幅度差非常大。对应于1比l，OOO，OOO的电压 比会出现120dB以上的幅度差，并且能够被传感器的信号处理装置来处 理。如果为了形成包络线而^f吏用常用的带有随后的低通滤波的(例如通过 模拟二极管电路的)单路或者M整流方法，则这样的动态范围几乎不能 被克服。为了去除这些要求，已公开的是，使用具有可变的、与回波传播 时间匹配的增益的中频信号放大器。作为STC (灵潮:度时间控制)已知 的增益控制减小了信号处理的所有接下来的级所需的动态范围。对此替换 地，可能的是，增益在中频信号内或者在不同的彼此相继的中频信号之间 分级地变化。
具有减小的动态范围的各个级的幅度信息随后可以汇总成具有所有 动态范围的信息。将信号对数化来压缩包络线幅度证明是另 一非常精巧的 方法。在DE 101 64 030中可得到这种借助硬件对数器的信号处理的例子， 该对数器在对数化的同时还进行信号的整流，并且由此和接下来的低通滤 波一起实现形成对数包络线。在那里也示出了如何同样可以由对数化的信 号中获糾目位信息，以及由此可以将幅度和相位的双轨处理减小到最小程 度。
为了避免很大程度上为模拟的信号处理的缺点(例如长时间漂移、器 件公差和变化的传感器参数缺少灵活性)，力争实现对中频信号主要进行 数字处理。对此合适的是，在可能的模拟信号放大和低通滤波以及带通滤 波之后，对中频信号进行采样用以避免混叠(Aliasing),并且将时间离散 的采样值转换成表征电压值的数字值。该方法称作A/D转换。以数字方 式存储的采样序列表征具有所有包含于其中的回波的模拟中频信号。中频
信号的幅度信息和相位信息被获得并且信号的进一步数字处理可对其进
行访问。然而有问题的是在所需的釆样频率、A/D转换的幅度分辨率和数 字信号处理的存储负荷和计算负荷方面的要求。因此，也公开了如下解决 方案，这些解决方案将具有对数的包络线形成的模拟信号处理与中频数字 化组合。根据最后同样被数字化的对数包络线分析回波幅度，而根据数字 化的中频信号仅还能导出附加的相位信息。通过这样的方式可以简化中频 数字化，使得可以仅仅限制到信号内的两个时间范围，这些时间范围包含 参考回波和4tt表面的感兴趣的回波。这节约了存储位置、计算时间以及 在调整中频增益时也节约了 A/D转换器的幅度分辨率。然而，在模拟侧 又需要更高的电路开销。
中频曲线的数字采样的另一种方法通过DE 101 40 346公开。其特色 在于相对低的采样率和包络线的简单形成，但需J^极大的同步开销，用于 '^在栽频的最大值时对中频振荡进行采样。

发明内容
本发明的任务是提供一种改进的方法和相应的电路方案，用于对脉冲 -传播时间-传感器的中频信号进行数字化和随后的处理。
根据本发明的一个实施例，提出了一种方法，其中中频信号在离散时 刻被采样并且转换成数字值，其中接着对数字值的处理分别由恰好两个时 间上相邻的数字采样值计算出至少一个新的、表明中频曲线的特征的值。
这可以导致低的采样率、低的存储器开销、在幅度信息和相位信息的 分析方面用于进一步数字处理的计算开销低、灵活地与可变的传感器M 相匹配、高的信号敏感性和高的测量精度。
才艮据本发明的另一实施例，该值是包络线值，或者《一描^目位的值。
已表明的是，当采样点之间的时间间隔是已知的并且某些时间间隔被
避开时，由中频信号的仅仅两个采样点能够近似地计算出包络线值以;M目
位值。在有利地选择采样间隔的情况下，计算出的包络线值接近实际值， 使得残留的误差小得可被忽略。
根据本发明的一个实施例，当在待计算的点的包络线斜率已知时，还 可以通过迭代逼近方法进一步减小残留的误差。这又可以根据多个近似计 算出的相邻包络线点的走向而很好地估计。根据本发明的方法的一个实施例，两个时间上彼J^目继的采样值总是
形成采样对，其中在该对的两个点之间的时间间隔tal小于彼此相继的釆 样对之间的间隔ta2的一半。
另夕卜，有利的是，选择在一对的两个点之间的时间间隔，使得该时间 间隔小于中频栽波振荡的半个周期。采样对的两个点的所有与中频的半个 周期对应或者与半个周期的倍数对应的时间间隔无论如何都必须避免。同 样，在确定的情况下有利的是，'l^圩如下控制点对的釆样间隔使得采样 间隔对应于中频栽频的周期的四分之一。但在其他情况下也有利的是，该 间隔确定为中频的周期的大约z^分之一。
根据本发明的一个实施例，在彼此相继的采样对之间的时间间隔ta2 可以选择得大到使得所有对中频信号的釆样和数字化现在不再满足奈奎 斯特采样定理。对此的背景是中频信号的受限的带宽，该带宽由包含于其 中的回波信号的脉冲形状的特征得到。通过欠采样可能的是，节约一些 A/D转换器的功耗、存储器需求和计算时间。
按照第一扩展方案，按照以下观点根据中频频率fzF和中频带宽B来 选择彼此相继的采样对的时间间隔ta2:持续时间必须小于两倍的中频带 宽的倒数，即ta2<l/(2*B)，而釆样持续时间不必在ta2 = n/(2*fZF+B^，J ta2 =11/(2*^『8)之间的范围中，其中n-l， 2， 3，…。
于是，存在所谓的禁区，在这些禁区中采样的混叠效应会使信号失真。 但是，可以选择在采样对之间的所有其他间隔，由此这样地在传感器中实 现的方法能够非常灵活地与不同的要求相匹配。
为了避免在被采样的中频信号中有不希望的直流分量，可以是恰当的 是，将在釆样对之间的间隔ta2例如置于两个禁止的区域之间的中间。于 是，通过对中频曲线的所有数字值进行数字带通滤波，不仅可以滤除干扰 的直流分量，而且可以滤除在中频频带附近的其他干扰信号例如噪声。该 数字带通滤波例如分开地分别应用于中频曲线的所有对的所有第一采样 值的组和所有对的所有第二值的组。
替换刚刚描述的在采样对之间的时间间隔的选择，该间隔也可以'^ 对应于中频栽频的周期或者该周期的偶数倍数。在这样的情况下，尽管可 以以数字方式滤除噪声分量，但是不能以数字方式滤除中频信号的直流分 量。有利的是，在这样的情况下，代替数字带通，数字低通就足够了。此 外，证明为有利的是，对所采样的中频值进行相干的群平均
(Scharmittelung )。术语群平均表示在不同的彼此相继的中频曲线的多个 时间上对应的值之间求平均值。
根据本发明的一个实施例，两个数字采样值时间上相邻。
根据本发明的一个实施例，两个数字采样值的时间间隔为中频频率的 周期的四分之一。
根据本发明的一个实施例，包络线构建为两个数字采斧度的平方和的根。
根据本发明的一个实施例，两个数字采^HIL的时间间隔为中频频率的 周期的八分之一。
根据本发明的另一实施例，数字采#^交替地分配给两个组中之一， 其中特征值各由每个组的一个值计算出。
在计算之前，可以对每个组进行数字滤波，或者对每个组进行相干的 群平均。
每个组的数字采样值的时间间隔可以小于两倍带宽的倒数。
根据本发明的另 一实施例，每个组的数字采斧逸的时间间隔大于两倍 频率的倒数，即所述时间间隔不满足采样定理。
根据本发明的另 一实施例，对每个组的数字采样值的时间间隔适用
其中fo:中频载频
B:中频信号的带宽
n:自然数，n = l， 2， 3，…
根据本发明的另 一实施例，每个组的数字采^i的时间间隔例如在两 个禁区之间的中间。<formula>formula see original document page 10</formula>
此外，可以以大约采样频率的四分之一的中心频率进行每个组的数字 带通滤波。
每个组的数字采样值的时间间隔可以对应于中频频率的周期或者周
期的倍数6
也可以对每个组进行数字低通滤波。
包络线值HKi和相位值cpi可以根据如下的公式分别由一个组的两个 采#^计算出
其中
i:控制变量，i = 0， 1， 2，...， HKi:包络线值， (pi:相位值，
tali = t2i - tli: ZFli和ZF2j的采样之间的时间间隔，
ZFli:来自第一组的采样值，
tli: ZFli的采样的时刻，
ZF2"来自第二组的采样值，
t2i: ZF2j的采样的时刻，
co: =2*7^*fZF;ZF的栽波振荡的角频率。
根据本发明的另一实施例，从采样值和包络线值中计算出相位值。
根据本发明的另一实施例，两个彼此相继的采样对之间的时间间隔大 于中频信号的半个周期。
根据本发明的另一实施例，两个彼此相继的采样对之间的间隔并不恰 好对应于一个周期。
根据本发明的另 一实施例，对在两个彼此相继的采样对之间的时间间 隔ta2此外还适用
sin(必* /2,) * 一 sin(必》 ) 2^2, sin(c ** — cos(a * /2》*<formula>formula see original document page 12</formula>
其中fzp:中频载频，
B:中频信号的带宽，
n:自然数，n = l， 2， 3，…。
根据本发明的另 一实施例，提供了 一种用于确定罐中的料位的脉冲— 传播时间-料位传感器，该料位传感器包括釆样装置，用于在离散时刻 采样中频信号并且将采样值转换成数字采样值；以及数字信号处理装置, 用于接着通过分别从恰好两个数字采样值中计算出至少 一个新的表明中 频曲线特征的值来处理数字釆样值。
本发明的其他实施例、任务和优点M属权利要求中得到。 下面参照附图来描述本发明的优选实施例。


图l示出了雷i^位传感器的框图。
图2示出了借助用于分析包络线和相位的正交解调器的信号处理的 信号处理图。
图3示出了用于实施根据本发明的方法的雷M位传感器的框图。 图4a和b示出了才艮据本发明的不同实施形式的信号处理的信号处理图。
图5示出了理想化的中频信号。
图6示出了图5的具有才艮据现有技术的中频采样标记的中频信号的一 部分。
图7示出了图5的具有按照根据本发明的方法的一个有利的扩展方案 的中频采样标记的中频信号的 一部分。
图8示出了在使用改进的计算方法之前和之后的、按照根据本发明的 方法的包络线计算时的误差。
图9示出了根据本发明的一个优选的实施形式的模拟和数字信号处 理的信号处理图。
图IO示出了在使用根据本发明的方法时的中频信号、采样点、包络
线和相位角的示例性图。
具体实施例方式
附图中的视图是示意性的而非合乎比例的。
在以下的附图描述中，对相同的或者类似的要素使用相同的参考数字。
图1示出了一种雷达^F位传感器，该雷iitt位传感器根据脉冲-传播 时间-方法工作，该雷M位传感器具有高频电路部分IO、电源20、模 拟信号处理装置30、 A/D转换器40和微控制器50，该^t控制器具有外围 电路，例如存储器52、显示器54、时钟和复位电路53。该传感器例如通 过双线制线路21馈电，通过该双线制线^L输出模拟形式的料位值，由 电流源22和调节器56输出典型为4...20mA的电流。在馈电线路21上也 可以同时进行传感器与外界的数字通信。il^物理上通过数字接口 55实 现。电源以本领域技术人员已知的方式包含DC/DC转换器23，该转换器 具有用于为所有其他电路部分馈电的、连接在前的存储电容器24。
高频电路10包含发射发生器11，用于生成具有预先给定的脉冲重复 频率的高频发射脉冲。这些发射脉沖通过定向耦合器12或者替换地通过 循环器向天线13传导并_@^那里发射。发射脉冲的确定部分通过定向耦 合器12直接到达接收放大器14并且形成时间参考标记，或者简言之形成 参考回波。在时间上，接着出现所发射的发射脉冲在填料表面上的反射的 回波，并且可能出现在微波的传播路径中其他存在的障碍物的回波。这些 回波被天线13接收，并且通过定向耦合器12传导到接收放大器14。参 考回波和其他回波在放大之后都到达采样器或混合器15。在那里，这些 回波以在采样发生器16中所产生的第二脉冲序列被采样。作为采样的结 果产生中频信号17，该中频信号以时间延长的形式包含接收放大器14的 高频信号的所有回波。在本上下文中，这参考DE31074 44，其详细地描 述了该时间延长方法的工作原理。图5示出了极大简化过的理想化的中频 信号17。对于此例子，选择24GHz的雷达频率和150 000的时间延长因 子。通过这样的方式产生了 160kHz的中频载波振荡。由itil得到的3.33 ns/m的微波传播常数fe^长到0.5 ms/m。由于来和回5MH1起而产生在 相互距离为lm的两个回波之间的lms的时间差。通过这样的时间标尺来
绘制中频信号的回波。在图5的理想化的中频信号中，出于简单的原因仅 仅绘制了具有相互距离为0.5ms (对应于0.5m)的两个回波。回波171 是参考回波，而回波172表示填料表面的反射。实际中频信号如已乾5L的 那样通常还包含其他干扰回波，这些干扰回波使对信号的分析变得困难。
中频信号的持续时间取决于感兴趣的传感器测量范围。在图5中，为 了有利于更好地示出中频振荡，测量范围选择得非常短。
中频信号的每个回波由具有中频频率的被幅度调制过的栽波振荡构 成。所探求的距离信息可以根据幅度分布和必要时也可以根据相位分布来 确定。
为了获和逸些信息，根据图1中所示的方法或者图1中所示的电路， 通it^拟信号处理装置30处理中频信号17,并且之后用模拟-数字 - 转 换器40转换成离散数字值。这些数字值被存储在存储器52中，使得微波 控制器50可以对其进行访问。
在所示的实施形式中，主要分别根据幅度信息和相位信息来进行模拟 信号的处理。对于幅度信息，目前适合使用硬件对数器33，该对数器将 中频信号整流并JUit数化。放大器31用于使中频信号17与其电平范围相 匹配，而带通滤波器32通#可能滤除在中频频率的频带之外的所有干 扰信号改进了甚至最小回波的可检测性。在对数器之后的低通滤波器34 通过去除中频分量来平滑所形成的包络线。如果中频信号中的幅度动态特 性(Amplitudendynamik)超过对数器33的动态特性，则中频放大器31 可以在其增益上进行变化。该增益改变也可以在中频信号的持续时间期间 分级地或者连续地进行，或者从一个中频信号到接着的中频信号分级地进
下由微控制器50来校正并且被概括，使得对所有回波都有正确的幅度信 息。
具有中频放大器35和带通滤波器36的信号路径用于获W目位信息。 中频放大器35使中频信号在幅度上与A/D转换器40的电压范围相匹配， 并且带通滤波器36同时用于滤除噪声分量，并且作为抗混叠滤波器用于 接下来的模拟—数字转换。
已公开的是,在^拟层过渡到数字层时,应注意奈查斯特采样定理， 该定理说明，采样频率必须至少为信号中存在的最高频率的两倍。为了符 合该要求， 一方面建议在采样前对中频信号进行模拟的低通滤波或者带通 滤波，另一方面进行较早的大M的过采样，这在上面介绍的例子中导致
采样频率高于500kHz。由于如已经提及的那样，在中频信号中的幅度动 态范围可以非常大，所以必须选择具有高的幅度分辨率(即具有高的位宽) 的A/D转换器。但就低的功耗和合理的费用的附加观念而言，这种比较 快速的且同时高分辨的A/D转换器几乎是不可取的。在减小转换器的所 需的幅度分辨率方面，自然在此也如上面在模拟包络线的形成时所描述的 那样，可以设置有具有STC功能的模拟中频放大器35或者具有分级放大 的放大器。在分级放大的情况下，可以将不同增益的多个数字化的中频信 号以计算方式组合成高动态范围的完整中频信号。同样的也适于在中频信 号内的增益的分级切换。自然，也可能的是，代替可在其增益上改变的中 频放大器，使用多个不同增益的并联布置的放大器，它们的信号由A/D 转换器近似同时但也一个接一个地进行转换。^M^T情况下都应注意的 是，为了有利于减小的A/D转换器的幅度分辨率而针对数字信号处理对 采样频率、存储器需求和/或微控制器50的负荷或处理iUL提出了更高的 要求。
图6示出了按照奈查斯特采样定理采样的中频信号的一部分。所示出 的是，图5中的回波172的前一半，该前一半具有原始中频曲线17和以 时间间隔ta的等距采样点，根据这些采样点形成数字值。此外，以虚线 表示包络线。在该例子中所示出的采样间隔ta为1.95 p s(对应于512 kHz 的采样频率)，这大约是160kHz的中频载频的三倍。
对于在信号处理软件51内对这些采样值进行的数字信号处理合适的 是，实现正交解调的方法，该方法在图2中被示意性地示出。由A/D转 换器40所采样的并且数字化的、在存储器52中的中频信号值可以在需要 时在带通滤波器511中被滤波用以提高信噪比。对此合适的是对本领域技 术人员已知的数字滤波算法如FIR (有限冲激响应)滤波器和IIR (无限 沖激响应)滤波器。信噪比的进一步改进可以按需要通过平均或者检波前 积分512来实现。对此理解为，对不同的彼此相继的中频信号的采样值求 平均值。在关于中频信号的开始相同的相对时间间隔被采样的值分别被求 平均。
这样被滤波的中频采样值随后与相同频率的、以计算方式产生的正弦 信号513在乘法器514中相乘。这对应于至载频零的频率变换。同时，形 成的更高频率分量通过数字低通滤波515被滤除。与此并行地，中频信号 值在乘法器519中与计算的余弦信号518相乘，并JL^低通滤波器520中
同样进行滤波，其中该余弦信号由正弦信号在移相器517中进行90。推移 而得到。这样算出的同相(I-)分量516和正交(Q-)分量521用作 计算相位(522)和必要时计算包络线(523)的基础。在此，相位由商的 反正切算出，相位=arctan(Q/I )，包络线由平方和的根算，包络线=SQR (I八2+Q八2 )o
该数字正交解调相对于模拟的实现形式具有如下优点与部件公差无 关并且能够非常简单地与变化的条件相匹配。然而，通过根据采样定理的 数字化，成比例地产生许多数字值，根据图2的方案对这些数字值要应用 许多计算操作。这意味着微控制器50的比较高的存储器需求和高的计算 负荷，这在制造成本、功耗和测量值更新的循环时间方面导致折衷，这些 折衷明显远离最佳情况.
总之，在图1和图2以;sj t此的阐述中变得明显的是，当由料位传感
器输出的测量值要非常精确时，在那里所描述的对中频信号的模拟和数字 信号处理在计算时间、功耗和成本方面是非常昂贵的。
图3和4示出了对根据本发明的模拟和数字信号处理的相反实施例。
在此，图3与图1的不同之处仅在于模拟信号处理30，和不同的数字 信号处理57的范围。在该例子中省去了用于对数包络线的模拟形成的支 路，因为包络线根据本发明可以很简单地由中频信号的所采样的数字值计 算出。
对此，如在图4a中所示，中频信号的采样值被分成两个组ZF1(521) 和ZF2 (522)。在最简单的情况下，这通过如下的方式来实现所有依次 由A/D转换器以采样时间间隔tal 701和ta2 702采样的中频值交替地分 配给两个组中之一。现在已示出的是，由值对571可以计算出中频信号的 对应包络线值572和/或相位值573，其中该值对分别由每个组的采样值构 成。出发点是，中频频率fZF已充分已知。此外，所有采样值的采样时刻 自然必须是已知的，但其中这里并不取决于绝对时刻，而是取决于相对于 中频信号的起始时刻的相对时刻。在预先给定的采样方案的情况下，时刻 例如可以简单地由存储器地址得到，在该存储器中存储有值。
对包络线和相位的各个值i的计算公式为
(1)
sin(fi) * f 2,) * ZF1, 一 sin(必* * ZF2, sin(w ** - cos(cw * f2,.) *
(2)
其中适用i:控制变量，i = 0， 1， 2，...， HKi:包络线值， <Pi:相位值，
tali = t2i - tli;釆样ZFlj和ZF2j之间的时间间隔， ZFlj:来自第一组的采样值， tli: ZFli的采样的时刻， ZF2j:来自第二组的采样值， t2i: ZF2i的采样的时刻，
t*jr*fZF;中频的栽波针对的角频率。
幅度。存在误差，该误差与一对的两个点之间的包络线的改变有关。包络 线改变越大，则可能的误差就越大。因此已证明为有利的是，使在一对的 两个采样时刻之间的时间间隔保持相对小。图7针对如图6的中频信号中 的时间上相同部分示出了有利的釆样方案。以时间间隔tal 701循环地进 行两个采样，其中第一值分配给第一组和第二值分配给第二组。这以时间 间隔ta2 702重复。相应的采样值作为中频信号上的点被记录。由每个采 样对根据上式计算出的包络线值可以在图7中作为虚线表示的理想包络 线上的实心正方形而看到。在该例子中，对于时间间隔tal，选择对应于 中频频率的周期的四分之一的时间。包络线值在该时间内只是不显著地变 化，因此形成的计算误差保持比较低。周期的四分之一的选择因此是有利 的，因为在根据公式(1)计算包络线时，作为在那里出现的正弦函数和 余弦函数的幅角得到Ti/2。由此计算简化为求两个采样值的平方和的根 股,.=#1,2+2尸2,2 (3)
此外应注意的是，除了有利地要选择的间隔tal之外，也要避开某些 间隔。这是与中频频率的 一半周期对应的所有时间间隔tal以及这些时间 间隔的所有倍数。
对应于中频频率的周期的大约入分之一的时间间隔表明为其他非常 有利的时间间隔tal 701,因为在该非常短的时间内包络线改变和由此计 算误差非常小。
用于减小误差的另一或者附加方式源自数学上改进的计算方案，其中 附加地必须确定在一对的两个采样点之间的包络线改变量AHKi。在此， 迭代逼近方法是适合的，其中首先根据上式(1)计算还有误差的包络线 值。根据在确定的包络线点相邻的包络线值HKH和HKw,由通过两个 相邻点的直线计算出包络线的近似斜率，并且由此计算出包络线改变的第 一近似AHKj。随后使用以下迭代计算，用于改进地求出确定的包络线值 HKj。
a4 *股l / + a3 *股l / +*股l / + orl *服l j + fl0 "、 欣l ,+1 =舰l j--^~~j-:(-^~~J ^ , (4)
其中
j = 0, 1, 2，...
fl4 = sin2(fi)*tol》 at3 = 2 * sin2 (w * /。1,) *
。2 = shi2 * AHS:,2 + 2 * cos(w 叫)* ZF1, * - - ZP1;2 al = 2 * * A/^, * (cos(fl * * - Zfl》
以及
孤10 =服,.
用于根据Newton - Raphson解4次方程式的该迭，代逼近方法可以在 任意数目的步骤之后中止，并且导致计算出的包络线值的明显改进。
图8示出对图5的中频信号的包络线的绝对计算误差(计算出的包络 线值减去包络线的精确值)，其中在时间尺度上，在根据图7的例子釆样 的情况下在使用5次迭代的逼近方法之前绘制为虚线，而在使用5次迭代 的逼近方法之后绘制为实线。所属的最大幅度针对参考回波为1，而针对 填料回波为0.4。可看到的是，误差从正确的包络线值的最大约2.5%降低 到最大约0.1%的值。
替代如在包络线计算中一样存在一定误差的上面的计算公式(2 )，相 位值(其按定义是确定的回波的载波振荡在以前确定的时刻的相位角)可 以在使用逼近方法之后由精确得多的包络线值来确定。对此，回波的中频 振荡可理解为复矢量，由复矢量已知当前时刻的模(=包络线)和虚部(= 采样值)。由此，可以计算出在该时刻的当前相位角。在事先定义的时刻 所探求的回波相位角简单地由当前时刻与定义时刻之间的时间间隔和中 频载波振荡的周期得到。
在图4b中示出对于该优选实施形式的基本信号处理过程。其与图4a 中的过程不同之处仅在于，在另一计算过程574中，通过所描述的逼近方 法来改进事先确定的包络线值。在另一计算步驟575中，需要时由改进的 包络线值确定精确的相位值。如果省去了逼近方法的使用，相位值自然也 可以如虚线表示的那样由首先计算出的包络线值导出。
如果将根据本发明的图7的例子的采样与图6的采样进行比较，则引 起注意的是，在使用根据本发明的方法的情况下现在不再强制遵守奈查斯 特采样定理。采样对之间的间隔ta2 702可以在确定的界限内自由选择。 这些界限仅由中频信号的中频载频和带宽得到。已公开的是，信号的采样 可以理解为信号与Dirac脉冲序列的相乘。以频域来看，这对应于中频信 号的频谱与Dirac脉冲序列的傅立叶变换巻积。由该巻积得到非常多(理 论上无穷多的)具有中频带宽的频带。确定采样间隔ta2 702的Dirac脉 冲序列的重复频率决定这些频带的位置。为了不使采样的信号失真，频带 不允许部分重合。由此得到下面的对在采样对之间的时间间隔ta2的要求
<formula>formula see original document page 19</formula> (5)
<formula>formula see original document page 19</formula> (6)
其中fZF:中频载波频率，
B:中频信号的带宽，
n:自然数，n-l， 2， 3，.…
对于迄今所使用的具有fZF = 160 kHz和假定的带宽B = 20 kHz的例 子得出，时间间隔ta2应小于25jis。此外，时间间隔ta2例如不允许在2.94fis 到3.33jis的范围中。才艮据上述不等式，对于n-2至8得到对ta2的另外 7个禁区，这些禁区在此并未全部明确地列举。在选择合适的采样间隔ta2 时，根据如下公式优选选择大约在两个禁止的区域之间的中间的值。
关于所列举的翁:值，例如为大约10.9jis的间隔(如在图7中所示)， 或者7.7jis或者4.6ns。
对进一步的信号处理感兴趣的中频频率分量在优选地选择采样间隔 的情况下为采样频率的大约四分之一。对上述具有ta = 10.9ns的例子而 言，所涉及的中频带的带中心大约在22.9 kHz,该带宽仍旧为20kHz。 这意味着，可以将滤波应用到采样序列(按照两个组分开)。在这样的情 况下，这可以借助具有22.9 kHz的中心频率和20 kHz的带宽的带通滤波 器来实现。通过使用这种其实现为FIR滤波器或者IIR滤波器对技术人 员是已知的数字滤波器，不仅可以有效地滤除在A/D转换之前未被模拟 带通滤波器抑制的噪声分量，而且可以有效地滤除中频信号中的干扰的直 流分量。
与刚刚描述的确定在相邻采样对之间的采样间隔ta2不同，也可能的 是，选择'^f一个与中频载频的周期对应的间隔或者选择为该周期的整数 倍。这具有的优点是，中频信号'l^被映射到基带中，并且代替带通滤波 器可以使用数字低通滤波器。然而，在此不再可以滤除中频信号上的可能 的直流分量而可能使包络线的形成失真。
除了数字带通滤波和低通滤波器之外，所采样的值的群平均也是适合 的。如已经提及的那样，群平均意味着对不同的彼此相继的中频信号的采 样值求平均值，其中这些中频信号对应于相同的回波传播时间。如果在形 成包络线之前进行群平均，则称为相干群平均或者也称为检波前积分，在 包络线值群平均时，称为非相干群平均或者检波后积分。尽管通过两种方 法都抑制了对回波信号的噪声，但是在该关系中相干群平均明显更有效。 相干群平均可以按照根据本发明的方法很简单地通过对两个采样组分别
群平均来应用。与自然替换地或者附加地可用计算出的包络线值进行的非 相干群平均相比，仅仅使计算开销加倍。
在图9中示意性地示出了用于脉冲-传播时间-料位传感器的模拟 和数字信号处理的一种有利的扩展方案。在该实施形式中，高的信号动态 范围的情况通过以下方式来考虑中频信号被分成两个并行的通道，在这 些通道中设置有具有不同增益vl和v2的中频放大器35a和35b。相应地， 也设有两个模拟带通滤波器36a和36b以及两个A/D转换器40a和40b。 出发点是，A/D转换器的分辨率不足以数字化最大回波和最小回波。然而 如果这是可能的，则单通道的构造自然就足够了。每个A/D转换器根据 图7中所示的方案将中频信号的采样值分别转换成两个组ZFl...和 ZF2...，这些组存储在存储器52中，用于在数字信号处理装置57中进一 步数字处理。在此还应说明的是，两个A/D转换器的任务也可以由装备 有至少两个输入端的单个A/D转换器泉扭。每两个組的数字值需要时成 组地数字滤波576a、 576b、 577a、 577b并JbN干群平均578a、 578b、 579a、 579b，如上面所描述的那样，其中组ZFll 521和ZF21522例如代表小的 回波，而组ZF12 523和ZF22 524代^J"应于vl>v2的比例的大回波。这 对于任何情况都适于小回波的组，因为在那里回波可能被噪声部分覆盖。 接着，根据本发明形成对571a、 571b，由这些对根据上述公式(1)或者 (3)计算出包络线值572a、 572b。在根据按需要的非相干群平均580a、 580b之后，对大回波和小回波的两个分开的包络线被组合成一个完整包 络线581。对此，仅仅需要在vl和v2之间的增益差以及两个动态范围的 一定的重叠的知识。
该完整包络线582形成从一个曲线族的所有回波的蒼本中识别参考 回波和^H"回波的基础。对于该分析步骤，可以容易地容忍上面所描述的、 在包络线计算时的小的幅度误差。
为了两个所探求的回波的识别583，例如需要如下处理步骤首先必 须从中频信号的整体中分离出各个回波并且在其特征方面表明这些回波 的特征。回波的检测例如依靠阈值曲线，该曲线对于设备是固定预先给定 的或者在工作时动态地生成。所存储的包络线值在其幅度方面与时间相关 的阈值比较。在阈值之上的包络线值指示在该位置处的回波。为了仅仅检 测中频信号的比较大的回波，可能的是，阈值逐步地下降，直到检测到足 够数目的回波。检测到的回波根据特征如最大幅度、信噪比、回波长度、 回波形状、平均值、重心和边沿乾变来^iE。由这些回波特征， 一定程度 上也可以推断出容器类型、填料表面的性质和环境条件。此外，由在容器
者多次>^射的拱形的容器盖。这些信息一方面可以有助于选择与应用相关 的软件^故，用于改进被采样的回波值的处理，而另一方面除了单纯的料 位信息之外通常还为用户提供对容器内的环境条件、传感器的功能可靠性 和测量的广泛提示。
最后根据所有釆集到的特征从中频信号的回波的整体中识别出参考
回波和:*#表面的回波。特别是，*#回波的识别尤其是并非不重要的。 除了单纯的由确定的中频信号得到的回波特征之外也评估测量的历史的
方法在US 11/202,007或US 60/601,929中公开，在此对其进行引用。
为了得到料位的测量值，现在还必须确定在参考回波和所识别的, 回波之间的时间间隔584。该测量584起先依靠两个回波的数字包络线值。 但如已经多次提及的那样，由于这包含小的计算误差，所以对P艮定数目的 包络线点可以应用根据上述公式(4)的逼近方法。所涉及的点例如是在 两个要测量的回波的时域中的包络线的点。关于其时间位置的信息由用于 识别的块583传输给用于祁^据逼近方法修正包络线值的块574。对于相同 的点也可以实施相位的计算575，以便进一步提高测量精度。在将相位值 考虑用于《务正测量精度的方法和方式方面，在此参考DE 44 07 369。
图10示出了图9的信号处理链中的各个曲线分布或者采样值和计算 值。上部是理想化的模拟中频信号，并且附加地作为点可看到从中获取的 采#<|[。该图在此限于两个通道之一。下部可以看到分别由一个采样对计 算出的包络线值和由此导出的相位值(单位为弧度)。
在基于包络线值测量回波间隔584时，已证明在相应的最大值之间的 间隔仅仅非常不精确地描述了回波间隔。在回波边沿上的如下点之间的测 量提供了明显更好的结果这些点的幅度与回波的相应最大幅度成限定的 比例。通it^要测量的回波边沿的范围内从中间点到所采样的包络线点的 插值获得另一改进方案。合适的插值方法如线性插值、多项式插值或者样 条插值通常是已知的。对此替换地，也存在这样的方法其中回波的位置 通过以下方式来确定，即事先定义的标准回波或者这种标准回波中的一部 分用当前要测量的回波的点在数学上尽可能iikA盖。根据由此确定的标准 回波位置得到所探求的当前回波的时间位置。用于借助所谓标准回波来校 正中频曲线或者包络线的方法要实现的也是相同的目的。在校正结果最大 的时刻，标准回波最好地与所涉及的曲线匹配，因此该时刻也同时表示回
波的时间位置。最后，每个测量循环产生一个用于使填料回波与参考回波
分离的测量值585。这在知道确定的传感器^lt和容器M的情况下可以 换算成料位高度。
最后通过如下方式可以实现对测量精度的进一步改进不同的彼此相 继的测量循环的这种测量值585被平均586。平均的时间常数在此可以被 固定地设置或者也可以被动态地匹配。如果新确定的测量值与事前确定的 测量值相差较小，则将时间常数提高至某一程度。但如果多个新的测量值 彼此不同，则这指示填料运动并且时间常数应该被减小。同样，在确定的 情况下有用的是，设置测量值输出的滞后。这只有当出发点是*#表面的 运动方向仅仅极少相反并且对于这样的情况考虑所输出的测量值的小的 延迟时才有其合理性。以这样的方式确定的测量值587最后是由传感器作 为料位模拟和/或数字输出的测量值。
因此示出的是，通过比较少的中频信号值的釆样，分别由仅仅两个采 样点非常简单地计算出中频信号的包络线和相位角。由此，相对于现有技 术明显地减小了对存储器位置和用于中频信号数字化和分析的计算时间 的要求，而iMt弃主要由数字信号处理提供的优点。这些优点在于不用 考虑器件公差，处理可以容易地与不同的传感器^匹配，通过数字滤波 和相干或非相干群平均获取信噪比，以及通过分析相位可以提高测量精 度。另一大的优点在于，可以使采样频率与不同的传感器类型以及传感器 的不同的功率供给相匹配。在具有4mA至20mA之间的接收电流形式的 模拟测量值输出的双导体传感器的情况下，供传感器使用的功率比较小。 由于采样频率的匹配而可能碰到这种情况。甚至可以在中频曲线内可以改 变采样频率，以便例如比剩余的没有要测量的回波的区域更为精细地采样 参考回波和填料回波的感兴趣的区域。
该方法不仅适于替代目前广泛使用的、带有随后将对数包络线数字化 的模拟对数器，还适于对其进行补充。
本发明在其实施上并不限于附图中所示的优选实施形式。更为确切地 说，许多变形方案也是可能的，即使实施形式基本不同，但这些变形方案 利用了所述的解决方案和根据本发明的原理。
补充地，要指出的是，"包括"并不排除其他特征或者步骤，"一"或者 "一个"不排除多个。此外要指出的是，参照上述实施例之一所描述的特征
或者步骤也可以与其他上述实施例的其他特征或步骤结合使用。在权利要 求中的参考标记不应视为限制。
权利要求
1. 一种用于脉冲-传播时间-料位传感器的料位测量的方法，所述方法包括以下步骤:在离散时刻对中频信号进行采样；将被采样的中频信号转换成数字采样值；其中随后对数字采样值的处理分别由恰好两个数字采样值计算至少一个新的表明中频曲线特征的值。
2. 根据权利要求l所述的方法，其中表明特征的值是包络线值。
3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据下式进行包络线 值的计算<formula>formula see original document page 2</formula>
4. 根据权利要求l所述的方法，其中表明特征的值是相位值。
5. 根据权利要求1所述的方法，其中两个数字采样值时间上彼此相邻。
6. 根据权利要求5所述的方法，其中所述两个数字采^MIL的时间间 隔(701)为中频频率的周期的四分之一。
7. 根据权利要求6所述的方法，其中包络线形成为所述两个数字采 样值的平方和的根。
8. 根据权利要求5所述的方法，其中所述两个数字采样值的时间间 隔为中频频率的周期的八分之一。
9. 根据权利要求1所述的方法，其中所述数字采#^交替地分配给 两个组中之一。
10. 根据权利要求9所述的方法，其中表明特征的值分别由每个组的 一个值计算出。
11. 根据权利要求9所述的方法，其中在计算之前进行每个组的数字
12. 根据权利要求9所述的方法，其中在计算之前进行每个组的相干 群平均。
13. 根据权利要求9所述的方法，其中每个组的数字采样值的时间间 隔小于两倍带宽的倒数。
14. 根据权利要求13所述的方法，其中每个组的数字采样值的时间 间隔不满足采样定理，使得所述时间间隔大于两倍中频频率的倒数。
15. 根据权利要求13所述的方法，其中对于每个组的数字采样值的 时间间隔适用其中fb:中频栽频，B:中频信号的带宽，n:自然数，n = l， 2, 3,…。
16. 根据权利要求15所述的方法，其中每个组的数字采样值的时间 间隔在两个禁区的中间。
17. 根据权利要求16所述的方法，其中每个组的数字带通滤波以大 约采样频率的四分之一的中心频率来进行。
18. 根据权利要求9所述的方法，其中每个组的数字采样值的时间间 隔对应于中频频率的周期或者中频频率的周期的倍数。
19. 根据权利要求18所述的方法，其中进行每个组的数字低通滤波。
20. 根据权利要求2所述的方法，其中基于逼近方法按照下式迭代地 修正包络线值<formula>formula see original document page 3</formula>
21.根据权利要求2或者20所述的方法，其中由采样值和包络线值 计算出相位值。
22. 根据权利要求1所述的方法，其中在两个彼此相继的采样对(703， 704)和(705， 706)之间的时间间隔(702)大于中频信号的半个周期。
23. 根据权利要求22所述的方法，其中在两个彼此相继的采样对 (703， 704和705， 706)之间的时间间隔(702)并非'l^f对应于一个周期。
24. 根据权利要求22或者23所述的方法，其中对于两个彼此相继的 采样对(703， 704和705， 706)之间的时间间隔(702)还适用其中fzF:中频载频，B:中频信号的带宽，n:自然数，n = l， 2， 3，…。
25. —种用于确定容器中的料位的脉冲-传播时间-料位传感器，该 料位传感器包括采样装置，用于在离散时刻采样中频信号和用于将采^Ht转换成数字 采她数字信号处理装置(57 ),用于随后通过分别由恰好两个数字采样值 计算至少一个新的、表明中频曲线特征的值来处理数字采样值。
26. 根据权利要求25所述的脉冲-传播时间-料位传感器，其中表 明特征的值是包络线值或者相位值。
27. 根据权利要求25或26所述的料位的脉冲-传播时间-料位传感 器，还包括分配装置(52 )，用于将数字采Wt交替地分配给两个组(521, 522)中之一。
全文摘要
根据本发明的一个实施例，提供了一种脉冲-传播时间-料位传感器，该料位传感器包括采样装置，用于在离散时刻采样中频信号并且用于将采样值转换成数字采样值；以及数字处理装置，用于随后由分别恰好两个数字采样值计算至少一个新的、表明中频曲线特征的值来处理数字采样值。
文档编号G01F23/28GK101384886SQ200780005109
公开日2009年3月11日 申请日期2007年1月24日 优先权日2006年2月13日
发明者于尔根·哈斯, 卡尔·格里斯鲍姆, 约瑟夫·费伦巴赫, 罗兰·韦勒 申请人:Vega格里沙贝两合公司