电容感测电路的制作方法

专利名称：电容感测电路的制作方法
电容感测电路
背景技术：
本发明涉及用于过程变量的电容感测电路。随着微结构制造工艺 的改进，过程变量的电容传感器被制成越来越小的尺寸，从而减少包 括该电容传感器的产品的尺寸和成本。随着电容传感器尺寸减小，静
电容(rest capacitance)也变得越来越小。例如，具有大约15pF静电容 的电容传感器能以层状蓝宝石结构来构造，并且不使用电介质油增大 电容。对于如此小的静电容，向电容传感器耦合噪声的寄生电容关于 静电容变大。信噪比降低，而且噪声成为传感器输出中总误差的重要 部分。同样，越来越要求改进电容过程传感器的准确性。随着这些要 求的增加，电容传感器的非线性度限制了传感器的误差规格。需要提 供改进的电容传感器精度的方法和装置。

发明内容
公开了一种感测过程变量的电路。该电路包含分压器，该分压器 包括第一和第二电容器。第一和第二电容器中的至少一个具有在基带 频率范围内随过程变量改变的电容。
分压器具有接收调制电势的分压器端。调制电势在载波频率范围 中调制。调制电势具有基带包络。分压器具有提供检测器输入的中心 抽头连接。
该电路包含具有检测器输出的检测器。检测器输出表示检测器输 入的载波频率范围分量。
该电路包含控制电路。作为检测器输出的函数，控制电路控制调 制电势的基带包络。控制电路提供在基带频率范围中的过程变量输出。
在一个实施例中，感测电容关于过程变量非线性地变化。控制电 路控制至少一个调制电势，作为检测器输出的非线性控制函数。该非 线性控制函数针对关于过程变量的非线性而补偿过程变量输出。


图l示出用于过程变量的电容感测的电路的模块图。
图2示出基带和载波频率范围的示例。
图3示出时钟发生器电路的示例。
图4-5—起示出检测器电路的示例。
图6示出控制基带电势的控制电路的示例。
图7示出线性校正电路的示例。
图8示出定标电路和调零电路的示例。
图9示出跨度设置电路的示例
图10示出调节器电路的示例。
图ll是示出室温下的误差百分数的图表，该误差是压力感测电路 的过程变量的函数。
图12是示出操作温度范围中的误差百分数的图表，该误差是压力 感测电路的过程变量的函数。
具体实施例
下文描述的实施例中，过程变量感测电路电容地感测过程变量。 过程变量感测电路包含串联连接的感测电容器和参考电容器，从而形 成电容分压器。感测电容器感测基带频率上的过程变量的变化。电容 分压器的端接收载波频率上调制的调制电势。感测电容器和参考电容 器之间的连接提供检测器输入。检测器电路检测检测器输入，并提供 检测器输出。检测器电路在载波频带中操作，并提供解调的检测器输 出。根据检测器输出，控制电路控制调制电势的振幅。控制电路提供 基带频率上的过程变量输出。
低电平检测器输入没有开关连接。检测器在调制频率范围中操作， 并抑制调制频率范围之外的噪声。在一个实施例中，感测电容器是非 线性的，调制电势之一包含检测器输出的非线性函数，补偿感测电容 器的非线性。电路以闭环方式工作，从而使得调制电势的振幅改变， 以驱动检测器输入为接近零的平均值。检测器输入包含误差信号。
6本申请中使用的术语"检测器"是指这样的电路该电路接收由 基带过程变量变化所调制的载波，并提供再现基带过程变量变化的检 测器输出。本申请中使用的术语"基带"是指过程变量变化中的有用 信息占用的频带。本申请中使用的术语"调制"是指将基带信息加到 更高频率载波上。本申请中使用的术语"载波"是指高于基带频率的 频率，且用于调制。本申请中使用的术语"包络"是指基带调制波形， 基带调制波形中含有幅度调制信号的载波；也就是，连接载波的连续 周期的波峰的曲线。
图1示出用于过程变量的电容感测的电路100的模块图。第一电容
器102具有作为过程变量的函数而变化的电容(Csense)。感测的过程 变量可以是压力、力、加速度、倾角、温度或其它能被电容地感测的 过程变量。第二电容器104具有电容(Cref)，该电容(Cref)基本独 立于第一电容器102感测的过程变量。在一个实施例中，电容Csense 通常与感测的过程变量具有线性关系，但是典型地具有少量非线性。 带有关于过程变量的有用信息的过程变量(和Csense)的变化处于基 带频率范围中。在一个实施例中，基带频率范围从0到400Hz。
在一个实施例中，电容器102、 104在构造材料和几何形状方面构 造成彼此相似，从而使得第一和第二电容器102、 104对不希望的环境 影响的反应是相似的或者彼此跟随。在另一个实施例中，电容器102、 104在共同支持结构中制造，增强跟随。在还有一个实施例中，第一电 容器102感测压力，与第二电容器104在彼此直接联结的层状蓝宝石 (sapphire)所形成的共同支持结构中制造。
电容器102、 104串联连接以形成电容分压器106。分压器连接108 是电容器102、 104所共同的中心抽头。连接108作为检测器电路110的 检测器输入。电容分压器106的分压器端导线112通过电阻器R10与开 关SW3连接。分压器端导线114通过电阻器R11与开关SW4连接。开关 SW3、 SW4是单刀双掷固态MOS开关。开关SW3将分压器端112交替 地与线路126上的基带电势E1耦合或者与参考电势VS耦合。开关SW4 交替地将分压器端114与基带电势E2耦合或者与参考电势VS耦合。参 考电势VS是电压测量的参考，并且为O伏。开关SW3、 SW4由时钟发生器116产生的驱动时钟PH0控制。在第 一时钟相115，驱动时钟PHO为低，分压器端112通过开关SW3与E1耦 合，分压器端114通过开关SW4与VS耦合，如图所示。在第二时钟相 117，驱动时钟PHO为高，分压器端112通过开关SW3与VS耦合，分压 器端114通过开关SW4与E2耦合(未示出)。
开关SW3、 SW4处于高电压信号通路而不是低电压信号通路中。 没有开关与低电压检测器输入108连接。与将低电压信号连接到开关以 进行电容传感器测量的sigma-delta型架构相比，此配置提供低噪声。
在第一时钟相115，驱动时钟PHO为低，电容分压器106耦合在E1 和VS之间，在第二时钟相117，驱动时钟PHO为高，电容分压器106耦 合在VS和E2之间。在驱动时钟相之间的切换之后，电阻器RIO、 Rll 限制峰值电流。电阻器R10、R11具有足够高的电阻值以限制峰值电流， 但是又足够低，从而使得在每个时钟相期间连接108处的检测器输入电 压设定到其最终值。在一个实施例中，电容Cseme和Cref大约为15皮 法，电阻RIO、 Rll为300欧姆，驱动时钟PH0的频率为1兆赫兹。认为 驱动时钟的此频率是载波频率。
在第一时钟相期间，分压器106对分压器端导线112、 114之间的电 势差(E1-VS)进行分压。在第二时钟相期间，分压器106对分压器端 导线112、 U4之间的电势差(VS-E2)进行分压。分压器106在检测器 输入108处提供分压电势。因而检测器输入108是交替极性(相对于VS) 的一系列脉冲。检测器输入108基本上是载波频率上的方波。检测器输 入108的峰-峰振幅是电容Csense、 Cref和电势El、 E2的函数。检测器 输入108是低电平误差信号，其对于基带噪声和载波频率范围之外的其 它噪声具有差的信噪比。
检测器电路110检测载波频率附近的通带中的检测器输入108。检 测器电路110提供检测器输出118到控制电路120。控制电路120产生电 势E2作为检测器输出118的振幅的函数。控制电路120在线路121上提 供电势E2到开关SW4。控制电路120在线路132上提供表示过程变量的 输出。在电容Csense为非线性的情况下，控制电路120在线路120上提 供控制电压到线性度校正电路124。线性度校正电路124产生电势E1作为电源电压VD和电势E2的函数。线性度校正电路124在线路126上提 供电势E1到开关SW3。电势E1和E2的变化处于基带频率范围中。开关 SW3在线路128上提供第一调制电势。线路128上的第一调制电势具有
峰值振幅(包络)和基本上固定的载波频率，该峰值振幅由基带频率 上的E1调制。开关SW4在线路130上提供第二调制电势，第二调制电
势具有峰值振幅(包络)和基本上固定的载波频率，该峰值振幅由基 带频率上的E2调制。
时钟发生器116产生第一采样时钟PH1。如图所示，在驱动时钟 PH0的第一时钟相115的后部，第一采样时钟PH1为高。时钟发生器116 产生第二采样时钟PH2。如图所示，在驱动时钟PH0的第二时钟相117 的后部，第二采样时钟PH2为高。采样时钟PH1、 PH2与驱动时钟PH0 同步。第一和第二采样时钟PH1和PH2与检测器110耦合，如图所示。 在一个实施例中，检测器110利用采样时钟PH1、 PH2进行同步解调。 同步解调有力地抑制了与驱动时钟不相关的噪声。
因此，电路100感测使第一电容器102的电容变化的过程变量。电 路100在线路132上提供表示感测的过程变量的基带输出。第一和第二 电容器102、 104在线路128、 130上接收具有振幅E1、 E2的第一和第二 调制电势，第一和第二调制电势由开关SW3、 SW4在载波频率上调制。 第一和第二电容器102、 104与检测器输入108耦合。第一和第二电容器 102、 104中的一个具有随基带频率上的过程变量而改变的电容。检测 器电路110提供表示检测器输入108的分量的检测器输出118，该分量在 载波频率范围中被检测。根据检测器输出118，控制电路120控制调制 电势128、 130的基带振幅E1、 E2。控制电路120提供表示基带频率上 的过程变量的输出132。在一个实施例中，线路132、 121、 122都与基 带电势E2连接。
结合图2所示的示例，下文中更详细的描述基带和载波频率之间 的关系。结合图3所示的示例，下文中更详细的描述时钟发生器116。 结合图4-5所示的示例，下文中更详细的描述检测器电路IIO。结合图6 所示的示例，下文中更详细的描述控制电路120。结合图7所示的示例， 下文中更详细的描述线性度校正电路124。
9的示例。在图2中，水平轴202表示 频率。感测的过程变量中的有用信息在基带频率范围204中，该基带频 率范围从206处的0频率(例如，DC，稳定过程变量)延伸至高达基带 频率的上界208。感测的过程变量具有基带频率范围中的有用信息。当
基带信息用载波调制以生成调制电势，之后，有用信息在调制频率范 围210中，该调制频率范围210通常以载波频率212为中心。检测器(如 图1中的检测器110)具有频率通带特性214，频率通带特性214通常与 调制频率范围210匹配，如图所示。检测器110检测检测器通带214中的 所需信息，并抑制噪声和检测器通带214之外的基带信号。因而，检测 器输出(如图1中的检测器输出118)对过程环境中所遇到的由传感器 拾取的多数杂音(stray noise)不敏感。
图3示出时钟发生器电路300的示例。时钟发生器电路300包含晶 控振荡器302。振荡器302包括具有增益的反相器304、以及在反相器304 的输入和输出之间耦合的反馈电阻器306。反馈电阻器306在用于模拟 放大的范围内偏置反相器304。频率控制晶体308和串联电阻器310在反 相器304的输入和输出之间的反馈通路中耦合。晶体振荡器302以晶体 308所确定的频率而振荡。振荡器产生振荡器输出310。振荡器输出310 包含近似于方波。在一个实施例中，晶体振荡器302的振荡频率为 2MHz。
时钟发生器电路300包含分频器电路312。分频器电路312包含触 发器314 (还称为时钟D锁存器)。/Q (非Q)输出与D输入耦合，从而 使得触发器314以二分频电路而操作。触发器314的Q输出在线路316上 向外耦合以作为驱动固态开关(如图1中的开关SW3、 SW4)的控制输 入的驱动时钟(PHO)。在一个实施例中，驱动时钟PHO具有lMHz的 频率。使用很高开关速度的能力，如lMHz，降低了由于潮湿引起的 不良绝缘电阻和泄漏所造成的误差。利用高频时钟，电路能实现对过 程变量中的阶跃变化的快速响应时间。该响应时间能小到2.5毫秒。
时钟发生器300包含双输入或非门318、 320。或非门318的一个输 入与振荡器输出310耦合，或非门318的另一输入与触发器314的Q输出 耦合。或非门318的输出包含采样时钟1 (PH1)， PH1与检测器(如图
10l所示的检测器110)耦合以控制执行同步解调的开关。在驱动时钟相l
的后部，采样时钟1为高。或非门320的一个输入与振荡器输出310耦合， 或非门318的另一输入与触发器314的/Q输出耦合。或非门320的输出包 含采样时钟2 (PH2)， PH2与检测器(如图1所示的检测器110)耦合 以控制执行同步解调的开关。在驱动时钟相2的后部，采样时钟2为高。 图4-5—起示出检测器电路400的示例。检测器电路400包含图4左 侧的检测器输入402。检测器电路400包含图5右侧的检测器输出404。 图4右侧的测试点TP1与图5左侧的测试点TP1连接。检测器输入402与 晶体管输入偏置网络403耦合，晶体管输入偏置网络403包含电阻器 R16、电阻器R17和电容器C2。晶体管输入偏置网络403与晶体管Q1的 栅极405耦合，晶体管Q1用作模拟放大器。晶体管输入偏置网络403具 有低通特性，滤出具有高于载波频率范围的频率的噪声。在一个实施 例中，晶体管Q1包含N沟道JFET。在另一个实施例中，N沟道JFET包 含Phillips型号BF861。 Phillips BF861具有所需特性为在lMHz操作频率 下仅仅1.5纳伏/赫兹平方根(root hertz)的噪声电平，以及低电容。检 测器电路400包含晶体管输出偏置网络407 ，晶体管输出偏置网络407 包含电阻器R35、 R18和C3。晶体管输出偏置网络407提供晶体管Q1的 输出偏置。
晶体管Q1的输出406与级间耦合网络409耦合，级间耦合网络409 包含容器器C4和电阻器R21。级间耦合网络409具有高通特性，滤出具 有低于载波频率范围的频率的噪声。级间耦合网络409将输出406耦合 至高速放大器410的输入408。在一个实施例中，高速放大器包含Analog Device型号AD8005。 Analog Device型号AD8005在lMHz具有6纳伏/赫 兹平方根的低噪声电压。放大器410包含放大器输出412。放大器输出 412耦合至包含电容器C10和电阻器R24的高通网络411。高通网络411 滤出具有低于载波频率范围的频率的噪声。具体的，高通网络411滤出 可能出现在放大器输出412的任何DC偏移。高通网络411具有414处的 输出TP1，与图5中的TP1连接。
在图5中，输出414 (图4)与开关SW1和SW2在TP1连接，如图所 示。开关SW1由采样时钟PH1控制，开关SW2由采样时钟PH2控制。在第一驱动时钟相的后部，开关SW1被控制为闭合。当开关SW1闭合
时，输出414通过幵关SW1与包含电阻器R25和电容器C12的第一低通 滤波器电路连接。在第二驱动时钟相的后部，开关SW2被控制为闭合。 当开关SW2闭合时，输出414通过开关SW2与包含电阻器R26和电容器 C13的第二低通滤波器电路连接。开关SW1、 SW2和第一、第二积分 器向基带检测器输出404提供同步解调。检测器输出404为具有受到第 一和第二低通滤波器的RC时间常数限制的频率响应的基带电势。检测 器输出404是测试点TP3和TP2 (图5)之间的差分电压，测试点TP3和 TP2与图6中控制电路600的TP3和TP2耦合。
图6示出控制基带电势E2的控制电路600的示例。测试点TP3和TP2 之间的差分电压(检测器输出404)分别与图6中的电阻器R28、 R29 耦合。差分电压通过电阻器R28、 R29施加到集成电路放大器606的输 入602、 604。放大器606的输出608通过电阻器R30耦合到电容器C18 和电容器C15。电容器C15在反馈回路中与放大器606的反相输入604 耦合。电容器C18与电势VS耦合。放大器606和相关电路组件的配置包 含积分放大器，该积分放大器具有作为其输出的基带电势E2。基带电 势E2沿线路610与线性电路耦合，例如图7所示的线性电路。基带电势 E2沿线路612与定标电路耦合，例如图8所示的定标电路800。基带电 势E2沿线路614与图1中的开关S4耦合。
图7示出线性度校正电路700的示例。线性度校正电路包含电阻网 络702，该电阻网络包含电阻器R7、 R8和R9。电阻器R7、 R8形成电阻 分压器，该分压器串联在电势差(VD-VS)之间，并具有分压器输出 节点704。电阻器R9耦合在分压器输出节点和基带电势E2 (图6中的线 路610)之间。
在一个实施例中，电阻器R7具有25K欧姆的电阻，电阻器R8具有 68K欧姆的电阻。电阻器R8两端上具有接近73X的电势差(VD-VS)， 电阻器R7两端上具有大约27X的电势差(VD-VS)。在此实施例中， 电阻器R9具有432K欧姆的电阻。电阻器R9的电阻约为大约18K欧姆的 电阻电桥的源电阻的24倍。因而，通过R9与电阻分压器连接的基带电 势E2中的变化仅能少量地"拉动"节点704处的电势。放大器706接收与电阻器R27、 R5、 R6和电容 器C14、 Cll连接，作为正相放大器708。放大器708在线路710上产生 基带电势E1。基带电势E1是VD和E2的函数。线路701与开关SW3 (图 1)耦合。在不需要线性度校正的情况下，电阻器R9能被省略，使节 点704到E2的连接为开路。
图8-IO是能与图I所示电路耦合的电路的示意图。图8-10所示的电 路与控制系统接口连接，该控制系统提供电力并接收来自传感器电路 的有用输出。图8所示的定标电路800接收表示过程变量的输出(图l 中的线路132)。电路800进行反相、调零点和定标的操作，从而提供定 标输出，该定标输出随增大的感测过程变量而增大。图9所示的跨度 (span)电路900从定标电路800接收定标输出。跨度电路900提供跨度 设置的粗略调整。图10所示的调节器电路1000提供输出跨度的精细设 置，并提供输出跨度的温度弥补。
图8示出定标电路800的示例。定标电路800接收线路802上的基带 电势E2(来自图6中的线路612)。定标电路在线路804上提供定标输出。 线路804上的定标输出可与图9中的线路902耦合。
定标电路包含反相放大器806。反相放大器806包含集成电路放大 器812、电阻器R1、 R2、 R37和电容器C30。在一个实施例中，R1=R2， 放大器电路具有负一的增益。
放大器812具有正输入，其沿线路810与零设置电路808耦合。零 设置电路包含电阻网络，该电阻网络包括可调节电阻816、 818。在一 个实施例中，可调节电阻816、 818包含电子电势计(potentiometer)。 在另一个实施例中，可调节电阻816、 818包含非易失性数字罐型(pot type)元件MCP4021 ，由美国Arizona州的Microchip Technology Inc of Chandler制造。例如，当感测的过程变量为压力时，可使用零设置电 路来提供零压力下的零输出。在另一个实施例中，电阻器R52包含电 热调节器以提供零温度误差的温度校正。
图9示出跨度设置电路900的示例。跨度设置电路900调节增益以 提供针对过程变量的选定测量范围的满标度电输出。例如，当过程变 量为压力时，可设置跨度从而为100psi的过程变量改变而提供5伏的输
13出改变。
跨度设置电路900接收定标电路800的输出(图8的线路804)。跨 度设置电路900在904、 906提供用户输出。跨度设置电路900包含集成 电路放大器908。集成电路放大器908与电阻器R47、 R55、 R56、 R57、 R58、 R4]和电容器C6、 C33、 C36、 C38连接，以形成具有可调整增益 的正相放大器。电阻器41包含用于调整增益的可调整电势计。在一个 实施例中，电阻器R41包含非易失性数字罐型元件MCP4021。
跨度设置电路900的增益提供增益的粗略设置，而增益的精细调 整可通过调整VD的电平而实现，结合图10所示的例子在下文更详细的 描述。由于VD的电平被调整，线性度校正电路的工作点(图7)移动， 这会对感测过程变量中的增益进行精细调整。线性度校正电路提供电 势E1作为VD的函数。在提供线性度校正的实施例中，E1还是E2的函 数。
图10示出调节器电路1000的示例。调节器电路1000在引线1002、 1004处接收来自外部控制系统电力总线的激励。在一个实施例中，供 给的电力是在大约7伏或更多电压下的处于3.45-3.65毫安范围内的电流。
调节器电路1000包含由导线1002、 1004激励的VD调节器1006。 VD调节器1006在线路1008产生与线路1010上的参考电源电势VS相关 的DC电源电势VD。在一个实施例中，VD额定为5.5伏。电源电势VD 由电热调节器R20、 R44进行温度补偿。电源电势VD可通过可调整电 阻器R39来调节。在一个实施例中，可调整电阻器R39包含非易失性数 字罐型元件MCP4021。电势VD由集成电路调节器1020来调节。在一 个实施例中，集成电路调节器1020包含来自美国California州、Milpitas 的Linear Technology Corporation的电压调节器型号LT1121。
调节器电路1000包含模拟地电压调节器1012。模拟地电压调节器 1012在线路1014上产生模拟地电势。线路1014上的模拟地维持在由包 含电阻器R33、 R34的分压器所设置的电平。
调节器电路1000包含VW调节器1016， VW调节器1016由通过 VD-VS电源系统的电流来激励，VW调节器1016在线路1018上产生电
14源电势VW。电势VW相对于VS参考为负。VW调节器1016与VD-VS电 源系统串联。在一个实施例中，VW调节器1016包含来自美国Maine州、 South Portland的Fairchild Semiconductor的型号BAV99的二极管，电势 VW相对于参考电势VS为大约-0.7。
图11是示出室温下的电势E2中的误差百分数的图表，该误差作为 压力感测电路的过程变量的函数。水平轴1102表示以磅/每平方英寸绝 对值为单位的压强(PSIA)。竖直轴1104表示8个采样压力感测电路的 电势E2中的误差百分数(非线性)。图ll所示的结果中，所示的误差 百分数是满标度误差的百分数。从图ll中可知，线性度校正电路已经 校正了大量非线性，单独的采样电路通常具有+/-0.1%阶误差的室温误 差百分数。
图12是示出-40到+85摄氏度的操作温度范围下的电势E2中的误 差百分数的图表，该误差是压力感测电路的过程变量的函数。水平轴 1202表示以磅/每平方英寸绝对值为单位的压强(PSIA)。竖直轴1204 表示8个釆样压力感测电路的电势E2的误差百分数(非线性)。图12所 示的结果中，所示的误差百分数是满标度误差的百分数。从图12中可 知，线性校正电路已经校正了大量非线性，单独的采样电路通常具有 +/-0.5%阶误差的室温误差百分数。
在操作中，控制基带电势El 、 E2 ，从而使得比率 E2/El=Csense/Creference。比率E2/E1可由A/D转换器数字化，其中E1 作为参考，E2作为信号。
感测电路可用于所有类型的电容传感器，如加速度计、倾角计、 具有电容传感器的温度传感器，以及测压元件。附加AD转换器和微量， 系统的精度可得到改进，并实现传感器的全部特性。
对于电容传感器，感测电容Cs电容器可遵循Cs-Co/(l-a+P/Pfs)所 逼近的函数。其中，Pft为满标度电容，Co为零压力电容，a大约为0.5。 电路给出E2/E10/Cs的关系。这转换为E2/EK^(l-a+P/Pfs)/Co，从 本质上示出与压力的线性关系。然而，实际的电容压力传感器具有约 为0.75%的满标度(上界，URL)非线性度，而且其不是抛物线的。 电路线性度校正是抛物线的，校正后遗留0.1%的三次误差。电路以两个单刀双掷开关开始，开关将E1 (接近固定)和Vs之间
的Cr和Cs的串联组合切换到E2 (可变的)禾DVs。两个电容器之间的抽 头为信号，E2调整为使AC信号点为零电压。
检测器输入首先通过N沟道JFET源极跟随器，以减少高速放大器 的输入阻抗。JFET输出上的高通滤波器移除DC，并对任何低频噪声 进行滤波。在PHO的每个周期的后半部分中进行解调，以消除周期切 换期间出现的切换瞬变。
尽管参考优选实施例描述了本发明，本领域技术人员将意识到， 在不背离本发明的精神和范围下，可做形式和细节上的改变。
权利要求
1. 一种感测过程变量的电路，包含分压器，包括第一和第二电容器，第一和第二电容器中的至少一个具有随基带频率范围中的过程变量而变化的电容；分压器具有接收调制电势的分压器端，调制电势在载波频率范围中调制并具有基带包络；分压器具有提供检测器输入的中心抽头连接；检测器，具有检测器输出，检测器输出表示检测器输入的载波频率范围分量；控制电路，根据检测器输出来控制调制电势的基带包络，控制电路提供基带频率范围中的过程变量输出。
2. 权利要求l所述的电路，其中，控制电路控制至少一个调制电 势，作为检测器输出的非线性函数，针对关于过程变量的非线性来补 偿过程变量输出。
3. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，调制电势的包络 在基带频率处具有变化，该变化与基带频率处的电容变化相结合，以 如下方式产生检测器输入当过程变量在基带中稳定时，倾向于朝着 平衡状态再次平衡。
4. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，检测器输入包括 基带噪声，以及检测器滤出基带噪声。
5. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，检测器包含 滤波器，具有滤波器输出和包括载波频率的通带；以及 同步解调器，接收滤波器输出并解调滤波器输出，以提供检测器输出。
6. 权利要求5所述的过程变量感测电路，包含 时钟发生器，产生时钟输出；以及 同步解调器，根据至少一个时钟输出进行解调。
7. 权利要求6所述的过程变量感测电路，包含开关，由对调制电势进行调制的至少一个时钟输出来控制。
8. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，滤波器包含多级 放大器。
9. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，第一电容器包含沉积在第一衬底上的第一电极，而第二电容器包含沉积在第一衬底上 的第二电极。
10. 权利要求9所述的过程变量感测电路，其中，第一和第二电容 器包括与检测器输入的电极连接。
11. 权利要求10所述的过程变量感测电路，其中，与检测器输入 的电极连接不与开关连接。
12. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，第一电容器包含 过程变量感测电容，而第二电容器包含对过程变量基本上不敏感的电 容。
13. 权利要求l所述的过程变量感测电路，其中，载波频率是固定
14.又利要求i所述的过程变量感测电路，其中，基带频率处于小于10赫兹的频率范围中，而且载波频率大于l千赫兹。
15. 权利要求14所述的过程变量感测电路，其中，过程变量感测 电容对高达至少400赫兹的基带过程变量变化做出响应，而且过程变量 输出对高达至少400赫兹的过程变量变化做出响应。
16. —种感测过程变量的方法，包含 以载波频率来调制调制电势；向与检测器输入耦合的第一和第二电容器提供调制电势； 通过应用在基带频率上变化的过程变量，改变第一和第二电容器 中一个电容器的电容；以载波频率来检测检测器输入的检测表示；以及 根据检测表示来控制调制电势的基带包络。
17. 权利要求16所述的过程变量感测方法，还包含 控制至少一个调制电势，作为检测表示的非线性函数，以针对作为过程变量的函数的电容的非线性来补偿检测表示。
18. 权利要求16所述的过程变量感测方法，还包含改变调制电势的幅度，以与基带频率上的电容变化相结合，从而 当过程变量在基带中稳定时，检测器输入倾向于平衡。
19.权利要求16所述的过程变量感测方法，其中，检测器输入包括基带噪声，以及滤出检测中的基带噪声。
全文摘要
电路(100)，感测过程变量(PROC.VAR.)，包含分压器(106)，分压器包括第一(102)和第(104)电容。至少一个电容随过程变量而变化。分压器端(128，130)接收调制电势(E1，E2)，分压器中心抽头(108)与检测器耦合。检测器具有检测器输出(118)，检测器输出表示载波频率范围分量。控制电路(120)控制调制电势的基带包络，作为检测器输出的函数。
文档编号G01D3/028GK101449131SQ200780018322
公开日2009年6月3日 申请日期2007年3月26日 优先权日2006年3月29日
发明者洛厄尔·A·克莱文 申请人:罗斯蒙德公司