专利名称：跨导参数的量测方法
技术领域：
本发明有关于一种跨导参数的量测方法，特别有关于一种量测反相器振荡电路的跨导的方法。
背景技术：
在集成电路内，反相器振荡电路是一种常见的振荡电路。参考图1A，图IA显示反 相器振荡电路100。反相器振荡电路100包括反馈电阻Rf以及反相器110，其中反馈电阻 Rf与反相器110皆耦接于输入端OSCI以及输出端OSCO之间。图IB显示反相器振荡电路 100的详细电路，而图IC显示反相器振荡电路100的小信号等效电路。在图IB中，反相器 110可被视为由P型金属氧化物半导体(Metal Oxide Semiconductor,M0S)晶体管120以 及N型金属氧化物半导体晶体管130所组成，其中PMOS晶体管120耦接于供应电压VCC以 及输出端OSCO之间，而NMOS晶体管130耦接于接地端GND以及输出端OSCO之间。在图 IC中，电阻rdsP以及电流源gmPXVgs表示PMOS晶体管120的小信号模型，而电阻rdsN 以及电流源gmNXVgs表示NMOS晶体管130的小信号模型。此外，PMOS晶体管120的跨导 (transconductance)为 gmP，而 NMOS 晶体管 130 的跨导为 gmN。图2显示反相器振荡电路的传统量测电路，用以量测反相器振荡电路210的跨导 参数(又称为gm)。对反相器振荡电路而言，跨导参数会影响振荡的效能。如图2所显示， 交流电压源220经由电容Cl耦接于反相器振荡电路210的输入端0SCI。此外，负载电阻 RL经由电容C2耦接于反相器振荡电路210的输出端0SC0。当交流电压源220提供交流输 入电压Vi至反相器振荡电路210时，可在负载电阻RL上量测到对应的输出电压Vo。因此， 根据下列算式(1)可求得反相器振荡电路210的跨导参数
Vo/
(1 )。此外，反相器振荡电路210的跨导参数亦为反相器内PMOS晶体管及NMOS晶体管 的跨导的总和，即gm = gmP+gmN。然而，使用交流量测方式来量测反相器振荡电路的跨导参数将会导致量测时间以 及测试成本的增加。因此，需要一种直流量测方式来量测反相器振荡电路的跨导参数。
发明内容
本发明提供一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，其中该 振荡电路具有一反相器，该跨导参数的量测方法包括浮接该反相器的一输入端以及一输 出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；浮接该输入端，并分别提供一 第一电压以及一第二电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第一电压的一第一 电流以及对应于该第二电压的一第二电流，其中该第一电压与该偏压电压具有相同的电压 位准；根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到该反相器的一输出 电阻值；以及根据该输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。
本发明所述的跨导参数的量测方法，该输出电阻值是通过将该第一电压与该第二 电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为1/Rout ,其中Rout表示
该输出电阻值。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第二电压是根据该偏压电压以及一电压差 而求得，使得该第二电压大体上趋近于该第一电压。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压、该第二电压为直流电压。 本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为
其中
gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶体管的跨导。再者，本发明提供另一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导， 其中该振荡电路包括一反相器以及一电阻，其中该反相器具有一输入端以及一输出端，以 及该电阻耦接于该输入端以及该输出端之间，该跨导参数的量测方法包括浮接该输入端 以及该输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；将该输出端接地，并 分别提供一第一电压以及一第二电压至该输入端，以便从该输入端量测到对应于该第一电 压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流；根据该第一电压、该第二电压、该第 一电流以及该第二电流，得到该电阻的一电阻值；浮接该输入端，并分别提供一第三电压以 及一第四电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第三电压的一第三电流以及对 应于该第四电压的一第四电流；根据该第三电压、该第四电压、该第三电流以及该第四电 流，得到该反相器的一第一输出电阻值；提供一第五电压至该输入端，并分别提供一第六电 压以及一第七电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第六电压的一第六电流以 及对应于该第七电压的一第七电流；根据该第六电压、该第七电压、该第六电流以及该第七 电流，得到该反相器的一第二输出电阻值；以及根据该电阻值、该第一输出电阻值以及该第 二输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。本发明所述的跨导参数的量测方法，该电阻值是通过将该第一电压与该第二电压 的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一输出电阻值是通过将该第三电压与该 第四电压的电压差除以该第三电流与该第四电流的电流差而求得。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第二输出电阻值是通过将该第六电压与该 第七电压的电压差除以该第六电流与该第七电流的电流差而求得。本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为
,其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的 gmN gmP
P型晶体管的跨导，以及Routl为该第一输出电阻值。本发明所述的跨导参数的量测方法，该振荡电路的该跨导为
其中Rf表示该电阻值、Routl表示该第一输出电阻值，以及Rout2表
示该第二输出电阻值。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位 准。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第三电压与该偏压电压具有相同的电压位 准。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第五电压、该第六电压与该偏压电压具有 相同的电压位准。本发明所述的跨导参数的量测方法，该第一电压、该第二电压为直流电压。本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减 少量测时间以及降低测试成本。
图IA是显示反相器振荡电路；图IB是显示图IA中反相器振荡电路的详细电路；图IC是显示图IA中反相器振荡电路的小信号等效电路；图2是显示反相器振荡电路的传统量测电路，用以量测反相器振荡电路的跨导参 数；图3根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内偏压电压的量测电 路；图4根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内反馈电阻的量测电 路；图5A根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内输出电阻值的量 测电路；图5B根据本发明的较佳实施例，是显示图5A中量测电路的小信号等效电路；图6A根据本发明的较佳实施例，是显示量测反相器振荡电路内另一输出电阻值 的量测电路；图6B根据本发明的较佳实施例，是显示图6A中量测电路的小信号等效电路；图7是显示根据本发明的较佳实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法；图8是显示根据本发明另一较佳实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。
具体实施例方式为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举出较佳实施 例，并配合所附图式，作详细说明如下。实施例图3至图6B显示根据本发明实施例所述的量测反相器振荡电路的跨导的量测电路。图3显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路内偏压电压的电压值。首先，将输入 端OSCI以及输出端OSCO进行浮接(floating)。接着，量测输出端OSCO的电压以得到偏压 电压Vbias。在图3中，由于流经反馈电阻Rf的电流IKf为零，因此输出端OSCO以及输入端 OSCI的电压皆具有相同于偏压电压Vbias的电压值。图4显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路内反馈电阻Rf的电阻值。在 图4中，直流电压源410耦接于输入端0SCI，用以提供直流电压至反相器振荡电路。输出 端OSCO耦接于接地端GND。首先，经由直流电压源410可提供电压VQsa」至输入端0SCI， 以便从输入端OSCI量测到对应于电压Vrea i的电流Irea i，其中Vrea i = Vbias。接着，提供 电压Vtjsei 2至输入端OSCI，以便从输入端OSCI量测到对应于电压Vtjsei 2的电流I·—2，其中 V0SCL2 = Vbia^AV1而Δ V1为小电压(例如Δ V1 = 0. IV)，使得电压Vosci 2大体上趋近于电 压Vrea」。因此，根据下列算式(2)可求得反馈电阻Rf的电阻值 图5Α显示一种量测电路，用以量测反相器振荡电路的输出电阻值，而图5Β显示图 5Α中量测电路的小信号等效电路。在图5Α中，直流电压源510耦接于输出端0SC0，用以提 供直流电压至反相器振荡电路。此外，输入端OSCI为浮接。首先，经由直流电压源510可 提供电压Vtmu至输出端0SC0，以便从输出端OSCO量测到对应于电压Vtmu的电流Itmu， 其中Vtmu = Vbias。接着，提供电压Vtmj2S输出端0SC0，以便从输出端OSCO量测到对应于 电压V·—2的电流IQSm—2，其中V·—2 = Vbias+ Δ V2, M Δ V2为小电压(例如Δ V2 = 0. IV)，使 得电压VQseQ 2大体上趋近于电压Vqsku。因此，根据下列算式(3)可求得输出电阻Routl的 电阻值 接着，参考图5B，由于流经反馈电阻Rf的电流IKf为零，因此输出端OSCO以及输 入端OSCI的电压具有相同的电压值，即栅极G的电压相同于漏极D的电压。因此，在电流 源520中，可得到gmNXVgs = gmNXVds = gmNXVd的关系式，其表示电流源520具有电阻
特性且电阻值为
其中，Vgs表示NMOS或PMOS的栅极(gate)与源极(source)的电
压差，Vds表示NMOS或PMOS的漏极(drain)与源极(source)的电压差，Vd表示NMOS或 PMOS的漏极(drain)与地(ground)的电压差。相似地，在电流源530中，可得到gmPXVgs
=gmPXVds = gmPXVd的关系式，其表示电流源530具有电阻特性且电阻值为☆。因此，
如图5B所显示，输出电阻Routl可视为电阻rdsP、电阻rdsN、电流源520以及电流源530 的等效并联电阻，如下列算式(4)所表示 图6A显示另一种量测电路，用以量测反相器振荡电路的输出电阻值，而图6B是显 示图6A中量测电路的小信号等效电路。在图6A中，直流电压源610及直流电压源620分 别耦接于输入端OSCI以及输出端0SC0，并且分别提供直流电压至反相器振荡电路。首先，经由直流电压源610可提供电压VQsa 3至输入端OSCI，以及经由直流电压源620可提供电 压V。sc。3至输出端OSCO，以便从输出端OSCO量测到对应于电压Vtjsa 3及电压Vtjsro 3的电流 I·—3，其中Vqsci 3 = Vosco 3 = Vbias。接着，经由直流电压源610可提供电压Vqsci 3至输入端 OSCI,以及经由直流电压源620可提供电压Vqscq 4至输出端0SC0，以便从输出端OSCO量测到 对应于电压Vqsci3及电压V·—4的电流Iqscq4，其中V·—4 = Vosco3+ AV3M AV3为小电压(例 如Δ V3 = 0. IV)，使得电压Vtjsro 4大体上趋近于电压Vreaj 3t5再者，由于电压Vtjsro 3与Vrero 4 的电压是来自同一电压源620的相对值，因此由电压源610及电压源620之间的电压基准 误差所产生的量测误差可以被消除。因此，根据下列算式(5)可求得输出电阻Rout2的电 阻值 参考图6B，由于栅极G的电压维持在固定的偏压电压Vbias，所以在小信号模型下， 栅极G为接地。当栅极G以及源极S皆为接地时，电流源630以及电流源640分别为断路。 因此，如图6B所显示，输出电阻Rout2可视为电阻rdsP、电阻rdsN以及反馈电阻Rf的等效 并联电阻，如下列算式(6)所表示 如先前所描述，经由不同的量测电路可分别得到偏压电压Vbias、反馈电阻Rf、输出 电阻Routl以及输出电阻Rout2的实际值。此外，利用电阻的并联算式可推得下列算式(7) ==> axb = a(a//b) + b(a Il b)==> a[b - (a Il 6)] =b(allb) (7), 其中a表示第一电阻，而b表示第二电阻。因此，当第一电阻a与第二电阻b并联
时(即a//b)，则第一电阻a为。假设第一电阻a为电阻rdsN以及电阻rdsP的
等效并联电阻(即a = rdSN//rdSP)，而第二电阻b为反馈电阻Rf，则可根据算式(6)以及 下列算式(8)而求得电阻rdsN及电阻rdsP的等效并联电阻的电阻值 接着，假设第一电阻a为电阻^以及电阻^^的等效并联电阻(即
a=-^//-^)而第二电阻b为电阻rdsN以及电阻rdsP的等效并联电阻(即b = rdsN// gmN gmrrdsP)，则可根据算式(4)以及下列算式(9)而求得电阻&及电阻jp的等效并联电阻 的电阻值 接着，根据算式⑶及算式(9)可推得反相器振荡电路的跨导参数gm，如下列算式 (10)所表示 因此，将反馈电阻Rf、输出电阻Routl、输出电阻Rout2的量测值代入上述算式
(10)内，则可求得反相器振荡电路的跨导参数。再者，重新参考图5B，当电流源520的电阻值」。远小于电阻rdsN并且电流源
530的电阻值」^远小于电阻rdsP时，算式(4)中的输出电阻Routl可被改写成下列算式 gmr
(11) 根据算式(11)，算式(10)可被改写成下列算式(12) 因此，在晶体管的小信号模型内，当电流源的电阻值远小于电阻的电阻值时，可将 输出电阻Routl的量测值代入上述算式(12)内，即可求得反相器振荡电路的跨导参数。由 于不需要量测反馈电阻Rf以及输出电阻Rout2，因此可加快量测的速度。
图7显示根据本发明一实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。首先，在步骤S702，将反相器振荡电路的输入端OSCI以及输出端OSCO进行浮接，并量测输出端 OSCO以得到反相器振荡电路内反相器的偏压电压Vbias。接着，在步骤S704，将输入端OSCI 进行浮接，并分别提供电压Vqsku以及电压Vqscq 2至输出端0SC0，以便从输出端OSCO量测 到对应于电压Vtmu的电流Ireau以及对应于电压Vtjsro 2的电流Irero 2，如图5A所显示。此 夕卜，电压Vtmu与偏压电压Vbias具有相同的电压位准。接着，在步骤S706，可根据电压Vqsku 与电压Vtjsro 2的电压差以及电流Itmu与电流Irero 2的电流差而得到反相器的输出电阻值。 接着，在步骤S708，可根据输出电阻值而得到反相器振荡电路的跨导，如算式(12)所显示。图8是显示根据本发明另一实施例所述的量测反相器振荡电路跨导的方法。首 先，在步骤S802，将反相器振荡电路的输入端OSCI以及输出端OSCO进行浮接，并量测输 出端OSCO以得到反相器振荡电路内反相器的偏压电压Vbias。接着，在步骤S804，将输出端 OSCO进行接地，并分别提供电压Vqsci i以及电压Vqsci 2至输入端OSCI，以便从输入端OSCI量 测到对应于电压Vtjsei l的电流Itjsa i以及对应于电压Vrea 2的电流I·—2，如图4所显示。此 外，电压Vtjsa」与偏压电压Vbias具有相同的电压位准。接着，在步骤S806，可根据电压Vqsci i 与电压Vrea 2的电压差以及电流Irea i与电流Irea 2的电流差而得到反相器振荡电路内反 馈电阻Rf的电阻值。接着，在步骤S808，将输入端OSCI进行浮接，并分别提供电压Vqsku 以及电压Vrero 2至输出端0SC0，以便从输出端OSCO量测到对应于电压Vtmu的电流Itjsau 以及对应于电压Vtmj 2的电流Itmj 2，如图5A所显示。此夕卜，电压Vtmu与偏压电压Vbias具 有相同的电压位准。接着，在步骤S810，可根据电压Vqsku与电压VQseQ 2的电压差以及电流 Itmu与电流Ιμ”的电流差而得到反相器的第一输出电阻值。接着，在步骤S812，提供电 压Vrea+3至输入端OSCI，并分别提供电压Vtjsro 3以及电压Vtjsa) 4至输出端0SC0，以便从输出 端OSCO量测到对应于电压VQseQ—3的电流IQseQ—3以及对应于电压Vqscq 4的电流IQseQ—4，如图6A 所显示。此外，电压Vtjsa 3以及电压Vtm) 3与偏压电压Vbias具有相同的电压位准。接着，在 步骤S814，可根据电压Vrero 3与电压Vtjsro 4的电压差以及电流Irero 3与电流IOSCo_4的电流差 而得到反相器的第二输出电阻值。接着，在步骤S816，可根据反馈电阻Rf的电阻值、第一输 出电阻值以及第二输出电阻值而得到反相器振荡电路的跨导，如算式(10)所显示。本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减 少量测时间以及降低测试成本。以上所述仅为本发明较佳实施例，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟悉本 项技术的人员，在不脱离本发明的精神和范围内，可在此基础上做进一步的改进和变化，因 此本发明的保护范围当以本申请的权利要求书所界定的范围为准。附图中符号的简单说明如下100、210 反相器振荡电路110:反相器120 :PM0 S130 NMO S220 交流电压源410、510、610、620 直流电压源520、530、630、640 电流源
C1、C2:电容GND 接地端IEf > losci—ι losci—3、Iosco—ι Iosco—4 电如LOSCI 输入端0SC0 输出端Rf:反馈电阻RL:负载电阻Routl、Rout2··输出电阻值VCC:供应电压Vi 输入电压Vo:输出电压Voscl l Vosci—3、Vosco—1 Vosco—4 电压。
权利要求
一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，该振荡电路具有一反相器，其特征在于，该跨导参数的量测方法包括浮接该反相器的一输入端以及一输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压；浮接该输入端，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输出端，以便从该输出端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流，其中该第一电压与该偏压电压具有相同的电压位准；根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到上述反相器的一输出电阻值；以及根据该输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。
2.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该输出电阻值是通过将 该第一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。
3.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为-^―，其中Rout表示该输出电阻值。 Rout
4.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第二电压是根据该偏 压电压以及一电压差而求得，使得该第二电压趋近于该第一电压。
5.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压、该第二电压 为直流电压。
6.根据权利要求1所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为 11 〃 1 ,其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的P型晶 gmN gmP体管的跨导。
7.一种跨导参数的量测方法，适用于量测一振荡电路的一跨导，该振荡电路包括一反 相器以及一电阻，其中该反相器具有一输入端以及一输出端，以及该电阻耦接于该输入端 以及该输出端之间，其特征在于，该跨导参数的量测方法包括浮接该输入端以及该输出端，并量测该输出端的电压以得到该反相器的一偏压电压； 将该输出端接地，并分别提供一第一电压以及一第二电压至该输入端，以便从该输入 端量测到对应于该第一电压的一第一电流以及对应于该第二电压的一第二电流；根据该第一电压、该第二电压、该第一电流以及该第二电流，得到该电阻的电阻值； 浮接该输入端，并分别提供一第三电压以及一第四电压至该输出端，以便从该输出端 量测到对应于该第三电压的一第三电流以及对应于该第四电压的一第四电流；根据该第三电压、该第四电压、该第三电流以及该第四电流，得到该反相器的一第一输 出电阻值；提供一第五电压至该输入端，并分别提供一第六电压以及一第七电压至该输出端，以 便从该输出端量测到对应于该第六电压的一第六电流以及对应于该第七电压的一第七电 流；根据该第六电压、该第七电压、该第六电流以及该第七电流，得到该反相器的一第二输出电阻值；以及根据该电阻值、该第一输出电阻值以及该第二输出电阻值，得到该振荡电路的该跨导。
8.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该电阻值是通过将该第 一电压与该第二电压的电压差除以该第一电流与该第二电流的电流差而求得。
9.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一输出电阻值是通 过将该第三电压与该第四电压的电压差除以该第三电流与该第四电流的电流差而求得。
10.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第二输出电阻值是通 过将该第六电压与该第七电压的电压差除以该第六电流与该第七电流的电流差而求得。
11.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为 1 _ 1 ,其中gmN为该振荡电路的N型晶体管的跨导，而gmP为该振荡电路的 gmN gmPP型晶体管的跨导，以及Routl为该第一输出电阻值。
12.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该振荡电路的该跨导为 (Rf, Rout2) _Roufl 其中Rf表示该电阻值、Routl表示该第一输出电阻值，以及Rout2表 示该第二输出电阻值。
13.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压与该偏压电 压具有相同的电压位准。
14.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第三电压与该偏压电 压具有相同的电压位准。
15.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第五电压、该第六电 压与该偏压电压具有相同的电压位准。
16.根据权利要求7所述的跨导参数的量测方法，其特征在于，该第一电压、该第二电 压为直流电压。
全文摘要
一种跨导参数的量测方法，适用于量测振荡电路的跨导，其中振荡电路包括反相器。该跨导参数的量测方法包括浮接反相器的输入端及输出端，并量测输出端以得到反相器的偏压电压。浮接输入端，并分别提供第一电压以及第二电压至输出端，以便从输出端量测到对应于第一电压的第一电流及对应于第二电压的第二电流。第一电压与偏压电压具有相同的电压位准。根据第一电压、第二电压、第一电流及第二电流，得到反相器的输出电阻值。根据输出电阻值，得到振荡电路的跨导。本发明使用直流量测方式来量测集成电路内反相器振荡电路的跨导参数，有效减少量测时间以及降低测试成本。
文档编号G01R27/08GK101846723SQ200910132310
公开日2010年9月29日 申请日期2009年3月25日 优先权日2009年3月25日
发明者滕贞勇, 黄明源 申请人:普诚科技股份有限公司