专利名称：科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及流量检测领域，为一种科里奥利质量流量计(简称科氏质量流
量计)正负阶跃交替激励启振方法和系统，特别是一种以DSP为核心、基于正 负阶跃交替激励启振、自适应陷波频率跟踪和非线性幅值控制的科氏质量流 量计启振方法和系统。
背景技术：
随着流程工业的发展，需要采用科氏质量流量计去测量批料流和气液两 相流。当批料流或者气液两相流发生时，流量管中流过的有效质量发生变化， 导致流量管阻尼比和自然频率均发生变化。若采用模拟驱动，由于其有限的 驱动增益、简单的增益控制算法和缓慢的频率跟踪，而无法维持流量管稳幅 振动，导致测量精度下降，甚至可能造成流量管停振。为此，人们研究数字 驱动方法。数字驱动就是在控制回路中引入数字系统环节，对流量管输出信 号进行分析、处理、合成驱动信号输出，以驱动流量管，即流量管的驱动信 号完全来自于数字系统的合成。合成信号直接决定着流量管能否启振，以及 能否实现测量过程中的频率快速跟踪。因此，在数字驱动中，除了幅值控制 之外，还要解决快速启振和频率的快速跟踪问题。
美国专利公布了用于数字科氏流量计的随机波启振方法(Manus P. Henry and Mayela E. Zamora， Startup and operational techniques for a digital flowmeter,美国专利，US 7， 146， 290 B2， 2006年12月5日；Manus P. Henry and Mayela E. Zamora， Startup and operational techniques for a digital flowmeter,美国专利，US 6， 950, 760 B2， 2005年9月27日)，其主要操作 流程为随机序列模式开始，初始化变量Sample-count为0，通过判断 Sample-count的值是否达到N来决定是否进入零输出模式。当Sample-count 不大于N时，则产生一个随机值并对其滤波后送给DA作为驱动输出，而后 Sample-count加1，循环判断，Sample-count不大于N作同上动作。 Sample-count大于N，则进入零输出模式。零输出模式开始，初始化 Sample-count为0，通过判断Sample-count的值是否达到M来决定是否退出 零输出模式。当Sample-count不大于M时，零值送给DA作为驱动输出，Sample-count加1，直到Sample-count大于M后随机序列启振模式结束。
我们尝试了这种启振方法，发现速度传感器输出信号始终很小，无法用 来进行频率分析。另外，要求随机波的频带较宽且必须包含固有频率，那么 必须知道流量管的频率工作范围。该专利没有披露为什么要进入零输出模式 的细节，仅仅提到是为了让其稳定在共振频率处。
中国专利公布了一种科氏质量流量计中用于驱动控制的初始化算法(R. L. 马金尼斯，科里奥利流量计用于驱动控制的初始化算法，中国专利，专利申 请号01806546.5，申请日2001年3月12日)。该专利中用的是阶跃启振 方法，初始化时先给流量管10ms幅值大小为IV的阶跃信号，作用后有个延 时时间即相当于上述的零输出模式，通过检测传感器信号的振幅对陷波器是 否足够来判断是否需要增加阶跃信号的作用时间和幅值大小。如不能用于陷 波器估计其频率，则可将阶跃的时间增加到20ms，幅值增加到2V;再进入零 输出模式；如此循环，直到流量管的输出幅值大小满足陷波器估计的要求。 这种方法理论上不需要知道流量管的工作频率范围。但是，我们通过仿真发 现，作用时间的增加对输出信号的幅值并没有贡献。阶跃幅值的增大的确对 输出信号幅值有贡献，且是成正比的关系，但是实际电路中驱动电压一般不 超过8V，在仿真中当用lV阶跃作用时其输出信号幅值在0.07mV数量级，当 增加阶跃幅值达到8V时，其输出信号的幅值也只有0.56mV的数量级，那么 这样的信号幅值还是较小的，对于陷波器来讲还是不够。对于我们针对CNG050
型传感器研制的系统以及所采用的格型陷波频率估计算法来说，该种方法不 可行，因为频率估计算法要求幅值达到3mV以上。
美国专利公布了一个拥有高速数字信号处理能力的先进控制和测量系统 (Manus P. Henry, David W. Clarke, James H. Vignos， Digital flowmeter, 美国专利，US 6754594 B2， 2004年6月22日)。该专利中提到了用方波启振 的方法，而对该方法没有具体说明，仅仅给出了 2个启振结果图。如果用方 波启振方法，那么在启振前需对流量管实验建模得到其固有频率才能使其启 振。
发明内容
本发明系统包括磁电式速度传感器、电压跟随器、低通滤波放大器、偏 置电路、限幅电路、音频编解码器(CODEC)、数字信号处理器(DSP)、直接
5数字频率合成器(DDS)、放大器、乘法数模转换器(MDAC)、功率放大器、 激振器。正负阶跃交替激励启振方法通过跟踪检测传感器自激输出信号相位 进行正负阶跃交替激励，能使流量管振动幅值持续可靠快速增大，进而结合 非线性幅值控制算法和频率估计可使流量管启振时间大幅縮短，克服了传统 启振方法的局限性。
本发明的优点是(l)正负阶跃启振方法能快速可靠地启振流量管，实现 过程简单。其中，滞环带的设置避免了在零点由于噪声叠加而导致反复误动
作的情况，而零驱动模式的引入保证了频率估计算法的精度。(2)实验结果 表明，正负阶跃启振的数字驱动能使流量管在4. 2s内完成启振，较模拟驱动, 大幅提升流量管启振的可靠性和快速性。(3)若用正弦波启振，则要求驱动 信号频率与流量管固有频率之差在一定范围内，以保证能激励出有效信号。
这需要先对各个流量管进行建模，以估算固有频率，所以，过程繁杂。(4) 理论分析表明，流量管固有频率突变时，正负阶跃启振法可维持流量管的正 常工作，使频率估计算法快速跟踪其频率变化。这为用数字科氏质量流量计 进行批料流及气液两相流的测量奠定了基础。
图1是本发明数字驱动原理框图。
图2是格型IIR陷波器。
图3是非线性幅值控制。
图4是基于DDS的全数字驱动框图。
图5是本发明系统中放大和滤波电路图。
图6是本发明系统中偏置及电压跟随电路。
图7是本发明系统中CODEC连接电路图.
图8是本发明系统中eZdsp开发板P4和P8引脚图。
图9是本发明系统中eZdsp开发板P2和P10引脚图。
图10是本发明系统中DDS电路图。
图11是本发明系统中MDAC、滤波和功放电路图。
图12是本发明系统的启振操作流程图。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明作进一步的说明。数字驱动原理框图如图1所示。科氏质量流量计的振动体系为无限自由 度受迫振动体系，有无限多个主振型。激振系统一般都采用第一主振型。当 激振信号频率等于激振系统的固有频率时，流量管输出信号振幅最大，所需 提供的驱动能量最省。在数字驱动中的起始阶段，由驱动模块产生系统自激
信号激振流量管；当流量管上传感器的输出信号幅值u达到一定幅值"后，停 止激励，进入零驱动模式；由频率估计算法获得流量管的固有频率，然后， 合成正弦驱动信号；结合非线性幅值控制算法，使流量管迅速启振至期望幅 值，进入正常工作阶段。需要指出的是，为了估计出固有频率，要求当传感 器输出信号的幅值等于或者大于"值时，流量管进入零驱动模式，使传感器输 出信号中只含衰减的固有频率分量。由于阻尼比很小，衰减因子因而很小， 则流量管就会在较长时间内以固有频率作近似稳幅振荡，频率估计算法就可 以计算出固有频率。
若用正弦波激励，由于开始时不知道准确的固有频率，激振信号频率只 能给定一个大概值，因此，传感器输出信号中必然含有两个频率分量稳定 的驱动信号频率分量和衰减的固有频率分量。由于频率估计算法需要传感器 信号的幅值达到一定的数值，当初始正弦自激信号频率与固有频率相差较远 时，可能需要较长时间才能达到或始终达不到该阈值，从而使启振很慢，甚 至失败，所以，用正弦波作为自激信号存在一定的局限性。用三角波和方波 作为自激信号也存在同样的问题。虽然这些波形是由多种频率成份组成的， 但是，均为基频的奇数倍。若其基频与流量管固有频率相差甚远或与之不成 奇数倍关系，则流量管同样无法可靠的启振。随机波作为自激信号时，其工 作原理与模拟驱动相同。因此，启振时间较长，不利于提升数字驱动的启振 性能。
实际中，由于流量管固有频率的未知性，很难在初始化时就产生一个与 固有频率成倍数关系或者与之相近的自激信号。当然，在启振前通过实验建 模获得固有频率，再用正弦波、三角波和方波作为自激信号，均可启振，但 是，这增加了工作量和对操作人员的要求，实用性差。
本发明专利提出正负阶跃交替激励启振方法和系统。下面从分析流量管 的阶跃响应入手，来介绍正负阶跃交替激励启振法。当输入信号为正阶跃信 号时，其拉普拉斯变换为，=， (1)
式中，^为阶跃幅值。
流量管模型的传递函数可表示为
卿=2"^ (2)
式中，^为与流量管特性有关的参数，《、^分别为阻尼比和自然振荡角频 率。
将式(1)与式(2)相乘，再作拉普拉斯反变换，即可得流量管的阶跃响应 函数为
禍=丛—(3)
可见，阶跃信号能激励出只含固有频率的输出信号，幅值相同的正负阶 跃对流量管的作用等值反相。单位阶跃激励，流量管的输出幅值在0.07mv的 数量级，而频率估计算法要求幅值在3mv以上，且实际工作环境中存在噪声， 因而很难估算出准确的固有频率。若在合适的位置，用正负阶跃交替激励， 则流量管输出将不断加强。当流量管输出信号进入 (-90° + )fcx360°) ~ (+90° + Ax360°)范围内时施加负阶跃，可使流量管输出信号得到 加强；当信号进入(+90。+h360。) (+270。+h360。)范围内时施加正阶跃同样可 使信号得到加强；在信号到达((T+h360。)时施加负阶跃、到达(180。+h360。)时 施加正阶跃可使信号得到最大幅度加强。考虑实际测量中的可操作性，由幅 值判定来实现相位判定，即通过过零检测实现(0。+h360。)和(180。+h360。)相 位点检测，分别施加负、正阶跃，则流量管输出不断加强。在实际中，由于 环境噪声的存在，过零点很难找准，而前面所述的相位段的确定则要容易的 多。因此，可在零点附近设置一个滞环带b。滞环带b的设定可避免在零点由 于噪声叠加而导致反复误动作的情况。b值大小可根据实际噪声大小设定，略 大于噪声即可。当输出信号大于b时施加负阶跃，而当其小于-b时施加正阶 跃。
频率估计算法采用如图2所示的格型IIR陷波器估计传感器输出信号的 频率，它由两个格型滤波器级联而成。 整个格型IIR陷波器的传递函数为
8格型自适应算法计算量小，收敛速度快，并且收敛后数值稳定。该算法 要求被测信号频率成分单一，且实际中不能完全滤除噪声，故信号幅值必须 达到一定要求才能满足其估计精度。
非线性幅值控制框图如图3所示。在外循环中，首先通过计算，得到速
度传感器输出信号的幅值力(,)，对给定幅值4 (期望输出幅值)和速度传感器 输出信号幅值A,)取自然对数，分别得到。。和"w，求其差值，然后，通过控
制器C("求出驱动增益^(/)。外环的增益控制中加入的非线性单元即取自然
对数单元可以使求的差值比单纯相减来得大，这样就加快了控制的速度。在 流量管启振和批料流/两相流发生时，速度传感器输出信号幅值远小于给定幅 值，这样就得到较大的差值，并且，由此产生较大的驱动增益和电流，使流
量管尽快达到稳定振动状态。为了得到零稳态误差，控制器C("采用PI(比例
积分)控制器。该控制器优于模拟驱动中简单的比例控制，其特点是控制既及 时，又能消除余差。通过非线性幅值控制算法，可使流量管快速稳定在期望 幅值处进入正常测量的工作状态。
本发明系统的总体结构如图4所示。本发明系统包括磁电式速度传感器、 电压跟随器、低通滤波放大器、偏置电路、限幅电路、音频编解码器(CODEC)、 DSP、直接数字频率合成器(DDS)、放大器、乘法数模转换器(MDAC)、功 率放大器、激振器。
本发明系统的工作过程为磁电式速度传感器输出信号经电压跟随器、 低通滤波放大器，再经偏置电路偏置至2.5V以满足模数转换器(ADC)单极 性输入的要求；然后，经电压跟随器、限幅电路，送至音频编解码器(CODEC) 的两个ADC输入端，被ADC采样，并转换成数字量。CODEC数据接口与DSP的 多通道缓冲串口McBSP-A连接，将转换好的数据送到DSP。 DSP通过串行外设 接口 (SPI 口)往CODEC控制接口写控制字，对CODEC进行配置，使之正常工作。 DSP采用格型IIR陷波器估算信号的频率，并计算相位；然后，将频率和相位 信息通过多通道缓冲串口 McBSP-B 口发送到DDS，合成频率等于激振器固有频 率、相位满足正反馈的激振信号，并送至乘法数模转换器(MDAC)的模拟输入 端；另一方面,DSP采用非线性幅值控制算法对驱动电压幅值进行控制，并将控制信号送至MDAC数字端。MDAC将幅值控制信号与DDS合成信号相乘，得到 驱动电压，经功放驱动激振器。
如图5所示，传感器信号RP+(P5接线端子的第2引脚)经运放U15A、电 阻R51、电容C41、 C52构成的电压跟随器，送至由运放U15B、电阻R47、 R48、 R49、 R52、电容C46、 C51构成的二阶巴特沃斯低通滤波器滤波并放大。电容 C41、 C52为退耦电容，R51的作用是当输入端悬空时，为U15A同相输入端的 偏置电流提供通路，以免U15A输出不确定值。另一路信号LP+(P5接线端子 的第4引脚)所经的调理过程与上述的原理相同。因驱动部分只需要1路调理 电路，所以，这路调理电路就不详细说明了。
由图5中U15B第7引脚输出的信号R经过电容C48、电阻R54、 R53隔直 后，接至U20B的同相输入端5，如图6所示。Vbias=2.5V，由CODEC提供， 为输入信号提供2.5V的直流偏置电平。抬高后的信号经由U20B、 R46、 C39、 R50构成的带内环补偿的电压跟随器，提高了带容性负载的能力；再经二极管 U18限幅保护后，输出为AINA，送至CODEC的ADC，如图7所示。图6中，下 面一路信号L的处理过程与R相同，在此不重复叙述。
如图7所示，经调理后的两路信号AINA和AINB送入CODEC (U17)内两 路ADC输入端第17和第18引脚，在这两个引脚上分别并联了电容C40和C43 至参考电压VMas，以便对信号进行滤波。CODEC工作所需时钟由外部晶振U21 提供，磁珠Ll和龟容C60对电源滤波，C62对输出时钟滤波，R65为阻抗匹 配电阻。C69、 C70、 C71和C72是电源的退耦电容。U17的15脚VQ1为参考 电压输出，VQ2、 VQ3为参考电压输入。VQ1输出参考电压，经运放U14、电容 C38、 C50、 C47和C49构成的跟随器，得到Vbias。其中，C38和C50是退耦 电容，C47和C49是滤波电容。Vbias—方面送到U17的VQ2、 VQ3，另一方面 送到图6所示的偏置电路。CODEC数据接口包括帧同步时钟LRCK、位时钟SCLK、 数据输入SDIN、数据输出SDOUT,它们与DSP的McBSP-A相连，将转换得到 的数字信号送到DSP; CODEC控制接口包括片选^ 、数据输入CDIN、时钟CCLK， 它们与DSP的SPI 口相连，以接收DSP的控制字。R55为上拉电阻，电容C44、 C45、 C66、 C67为退耦电容。
本发明专利所用DSP是TMS320F28335 eZdsp开发板。开发板上包括了 DSP 最小系统、仿真器等，并将所有GPIO口 (数据线、地址线、外设与GPIO复用)、ADC等引出，通过排针连接到驱动系统。图8和图9是开发板引出的管 脚，由于没有使用片内ADC，其相关管脚未列入图8和图9中。
如图8所示，P4接线端子中的GPI07、GPI05、GPI020和GPI021为McBSP-A 口，与CODEC的数据接口中的SCLK、 LRCK、 SDIN和SD0UT相连，传送数据。 P8接线端子中,GPI016、 GPI018和GPI019为SPI 口，与CODEC的控制接口 中的SPISIMOA、 SPICLKA和SPZS7^4相连，传送控制字。
如图8所示，P8接线端子中的GPI014、 GPI012和GPI015为McBSP-B 口， 与DDS的MCLKXB、 MDXB和MFSXB相连，传送频率和相位信息。
如图9所示，P10接线端子中的GPI059、 GPI058、 GPI057、 ......、 GPI048
和P2接线端子中的B—GPI028、 GPI029、 GPI030、 GPI031与MDAC的数字接口 D0、D1、……、D15相连，传送幅值控制信号。P2接线端子中的GPI034、GPI035、 GPI036接MDAC的控制脚LDAC、 ^、 i^，如图11所示。
如图10所示，U40为DDS，工作所需时钟由外部晶振U37提供，磁珠L8、 电容C118对电源滤波，C117对输出时钟滤波，R97为阻抗匹配电阻。U40的 6、 7、 8脚分别为MDXB、 MCLKXB和MFSXB与DSP的McBSP-B 口相连接，传送 频率和相位信息。U40输出信号为单极性，经电容C129和电阻R78组成的隔 直电路，变为交流信号；再经由运放U38A、电阻R98、 R99、 R96、电容C116、 C119、 C122构成的同相放大滤波器放大滤波后，送至图11中MDAC模拟输入 端。U40管脚3为2.5V电压输出，为片内数字电路供电，需要外接退耦电容 C126、 C127。电容C121、 C123、 C124为退耦电容。
如图11所示，U39为并口 MDAC。其模拟输入为图10中U38A第1脚的输
出MDAC;数字输入D0、 Dl、 ......、 D15由DSP提供；控制管脚LDAC、 ^ 、阪
由DSP的GPI034、 GPI035、 GPI036控制。模拟输入包含了驱动信号所需的频 率、相位信息；数字输入则是幅值控制信号，两者在MDAC内部相乘得到驱动 信号。C120为退耦电容。由于该款MDAC为电流输出型，所以，用U38B实现 电流/电压转换。C125为补偿电容，使电路稳定。U38B输出信号经运放U22B、 电阻R75、 R74、 R67、 R77、电容C68、 C76、 C77、 C64构成的低通滤波器，再 经电容C33、电阻R43构成的隔直电路，最后送由大电流运放U13和电阻R44、 R45构成的功率放大器，进行功率放大，驱动激振器。其中，电容C30、 C3K C36、 C37为退耦电容。在本发明系统上，实现和验证了基于频率跟踪的正负阶跃启振方法。实
验步骤为(l)启振初始阶段用正阶跃信号激励流量管；由于实际噪声在O. lmv 左右，因此，设定滞环带b值为O. 15mv。频率估计算法要求幅值为3mv以上， 且相对稳定，所以，当检测幅值达到5mv以上时，进入零驱动模式。(2)由频 率估计算法计算固有频率。(3)根据固有频率，结合非线性幅值控制算法更新 正弦驱动，完成快速启振。实验中，以启振开始到输出信号幅值达到期望幅 值80%时间段作为启振时间。具体程序流程图如图12所示。
权利要求
1、科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系统，包括磁电式速度传感器、电压跟随器、低通滤波放大器、偏置电路、限幅电路、音频编解码器、数字信号处理器、直接数字频率合成器、放大器、乘法数模转换器、功率放大器、激振器；其特征在于磁电式速度传感器输出信号经电压跟随器、低通滤波放大器，再经偏置电路偏置至2.5V以满足模数转换器单极性输入的要求；然后，经电压跟随器、限幅电路，送至音频编解码器的两个模数转换器输入端，被模数转换器采样，并转换成数字量；音频编解码器数据接口与数字信号处理器的多通道缓冲串口McBSP-A连接，将转换好的数据送到数字信号处理器；数字信号处理器通过串行外设接口(SPI口)往音频编解码器控制接口写控制字，对音频编解码器进行配置，使之正常工作；数字信号处理器采用格型IIR陷波器估算信号的频率，并计算相位；然后，将频率和相位信息通过多通道缓冲串口McBSP-B口发送到直接数字频率合成器，合成频率等于激振器固有频率、相位满足正反馈的激振信号，并送至乘法数模转换器的模拟输入端；另一方面，数字信号处理器采用非线性幅值控制算法对驱动电压幅值进行控制，并将控制信号送至乘法数模转换器数字端；乘法数模转换器将幅值控制信号与乘法数模转换器合成信号相乘，得到驱动电压，由功放驱动激振器。
2、 如权利要求1所述的科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系 统，其特征在于阶跃信号能激励出只含固有频率的输出信号，幅值相同的 正负阶跃对流量管的作用等值反相；当流量管输出信号进入 (-90。 + h360。) (+90。+h360。)范围内时施加负阶跃，可使流量管输出信号得到 加强；当信号进入(+90。+"360。) (+270。+A:x360。)范围内时施加正阶跃同样可使信号得到加强；在信号到达(0。 + h36(T)时施加负阶跃、到达(180。 + ZU360。)时 施加正阶跃可使信号得到最大幅度加强；由幅值判定来实现相位判定，即通 过过零检测实现(0。 + "360°)和(180° + "360。)相位点检测，分别施加负、正阶 跃，则流量管输出不断加强；实际中，由于环境噪声的存在，过零点很难找 准，而前面所述的相位段的确定则要容易的多；因此，可在零点附近设置一 个滞环带b;滞环带b的设定可避免在零点由于噪声叠加而导致反复误动作的 情况；b值大小可根据实际噪声大小设定，略大于噪声即可；当输出信号大于 b时施加负阶跃，而当其小于-b时施加正阶跃。
3、 如权利要求1所述的科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系统，其特征在于频率估计算法采用格型IIR陷波器估计传感器输出信号的 频率，它由两个格型滤波器级联而成；格型自适应算法计算量小，收敛速度 快，并且收敛后数值稳定。
4、 如权利要求1所述的科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系 统，其特征在于采用非线性幅值控制方法，在外循环中，首先通过计算， 得到速度传感器输出信号的幅值」W，对给定幅值斗(期望输出幅值)和速度 传感器输出信号幅值^(Z)取自然对数，分别得到a。和"(r)，求其差值，然后， 通过控制器C(力求出驱动增益尺。W ;外环的增益控制中加入的非线性单元即 取自然对数单元可以使求的差值比单纯相减来得大，这样就加快了控制的速 度；在流量管启振和批料流/两相流发生时，速度传感器输出信号幅值远小于 给定幅值，这样就得到较大的差值，并且，由此产生较大的驱动增益和电流， 使流量管尽快达到稳定振动状态；为了得到零稳态误差，控制器C("采用 PI(比例积分)控制器；该控制器优于模拟驱动中简单的比例控制，其特点是 控制既及时，又能消除余差；通过非线性幅值控制算法，可使流量管快速稳 定在期望幅值处进入正常测量的工作状态。
全文摘要
本发明涉及流量检测领域，为一种科氏质量流量计正负阶跃交替激励启振方法和系统，包括磁电式速度传感器、电压跟随器、低通滤波放大器、偏置电路、限幅电路、音频编解码器(CODEC)、数字信号处理器(DSP)、直接数字频率合成器(DDS)、放大器、乘法数模转换器(MDAC)、功率放大器、激振器。通过跟踪检测传感器自激输出信号的相位，进行正负阶跃交替激励，能使流量管振动幅值持续可靠快速增大，再结合非线性幅值控制算法和频率估计算法，使流量管启振时间大幅度缩短。
文档编号G01F1/76GK101608940SQ200910144210
公开日2009年12月23日 申请日期2009年7月23日 优先权日2009年7月23日
发明者侯其立, 徐科军, 朱永强, 叶 李, 苗 李 申请人:合肥工业大学