信号发生电路、包括信号发生电路的频率测量器件以及信号发生方法

专利名称：信号发生电路、包括信号发生电路的频率测量器件以及信号发生方法
技术领域：
本发明涉及频率的测量，尤其涉及能够检测频率的微小变化的器件，以及能够用 于所述器件的信号发生电路和信号发生方法。
背景技术：
作为频率测量系统，已知的是直接计数系统和倒数系统(reciprocalsystem)。根 据直接计数系统，对在预定选通时间(gate time)内通过的脉冲进行计数(例如，参见申请 号为JP-A-2001-119291的日本特开专利申请)。根据倒数系统，精确地测量脉冲周期，并 且从其时间的倒数获得频率(例如，参见申请号为JP-A-5-172861的日本特开专利申请)。 可以用相对小规模的电路来实现直接计数系统，但是可能需要长的选通时间来获得较高的 频率分辨率(例如，获得0. IHz分辨率所需的选通时间为10秒)。倒数系统能够克服这一 缺点，但是与直接计数系统相比其用于精确地测量脉冲间隔的电路的规模变得较大。
当要检测质量的微小变化时，例如，当想要检测粘附到传感器上的有气味物质的 存在或不存在时，可以使用利用由物质的粘附引起的传感器的频率变化的方法。例如，通过 使用利用石英晶体振荡器作为传感器的QCM(石英晶体微量天平)方法，能够将振荡器的表 面上的质量的小变化转换成频率变化。通过使用振荡器并在振荡器的表面上设置其上粘 附有气味成分的材料，能够形成各种气味传感器。气味成分可以由单一物质或多种物质构 成。随着样气被供给到气味传感器，其气味成分粘附到传感器上并改变振荡器的表面处的 质量，因而振荡器的频率变化。可以准备单个传感器或多种传感器以便观测所述变化，因而 能够检测指定气味成分的存在。
为了检测每个气味传感器的频率变化，需要将用于检测频率变化的计数器和信号 处理电路添加到每个传感器输出中。此外，尽管石英晶体振荡器的频率(例如，30MHz)由于 粘附的物质而变化，但是变化仅约为几Hz到几百Hz，并且变化可能小于1Hz。如上所述，直 接计数系统具有低频率分辨率，因而需要花费足够长的选通时间来提高其频率分辨率。作 为在测量时可能出现的误差，可能出现正/负1计数误差和由在触发电平的抖动引起的误 差，另外，源于石英晶体振荡器的振荡稳定性的误差将叠加在前述误差上。倒数系统计数器 的使用可以弥补上述缺陷，但是，由于每个计数器的电路规模变大，不适用于具备多个传感 器的传感器阵列。发明内容
根据本发明的一些方案的优点，可以提供一种使用相对简单的电路来提高频率测 量分辨率的频率变化测量器件。尤其是，能够提供一种可以用于抑制在频率测量器件等中可能产生的图像噪声的产生的信号发生电路。
根据本发明的一个实施例，一种信号发生电路，具备产生第一信号的第一信号 源，以及产生可变比分频信号的可变比分频器部分，在可变比分频信号中，以第一分频比对 第一信号进行分频而获得的第一分频信号和以第二分频比对第一信号进行分频而获得的 第二分频信号以指定混频比在时间上交替出现。
通过上述结构，可以以预定混频比产生包含第一分频信号的频率分量和第二分频 信号的频率分量的可变比分频信号。这里应该注意的是，基于第一信号能够通过数字电路 容易地产生第一分频信号和第二分频信号。换句话说，能够在不使用电路规模可能会变大 的模拟电路的情况下产生上述可变比分频信号。而且，具有上述结构的信号发生电路适合 于用在频率测量器件中，并且能够抑制在频率测量器件中可能出现的图像噪声的产生。
而且，可变比分频器部分可以优选地被构造为通过重复以下处理来产生可变比分 频信号处理1)，使第一变量增加第一常量，第一常量表示第一分频信号在可变比分频信 号中所占的比率，处理2-1)，当第一变量在增加之后变得大于或等于第一常量和第二常量 相加的结果时，输出第一分频信号，从第一变量中减去第一常量和第二常量，并返回到处理 1)，第二常量表示第二分频信号在可变比分频信号中所占的比率；以及处理2-2~)，当第一 变量在增加之后变得小于第一常量和第二常量相加的结果时，输出第二分频信号并返回到 处理1)。
通过上述结构，能够产生第一分频信号和第二分频信号以分散的方式混频的可变 比分频信号。
根据本发明的另一实施例，一种频率测量器件，具备任一种信号发生电路；待测 量信号源，其产生待测量信号；计数器部分，其输出通过对在指定期间内包含的基于可变比 分频信号确定出的待测量信号的变化的次数进行计数所获得的计数值；以及低通滤波器， 其去除在计数值中包含的高频分量。
根据本发明的又一实施例，一种频率测量器件，具备任一种信号发生电路；基准 频率信号源，其产生基准频率信号；计数器部分，其输出通过对在指定期间内包含的基于基 准频率信号确定出的可变比分频信号的变化的次数进行计数所获得的计数值；以及低通滤 波器，其去除在计数值中包含的高频分量。
通过具有上述结构的频率测量器件，通过至少由数字电路构成信号发生电路，能 够减少要用在器件中的模拟电路的比率，从而能够使器件的尺寸较小并实现节电。
而且，可以优选地基于将预先获得的噪声电平分布特性曲线与可变比分频信号的 频率和待测量信号的频率之间的频率比相比较来确定可变比分频信号的第一分频比、第二 分频比和混频比。
同样，可以优选地基于将预先获得的噪声电平分布特性曲线与可变比分频信号的 频率和基准频率信号的频率之间的频率比相比较来确定可变比分频信号的第一分频比、第 二分频比和混频比。
根据具有上述结构的频率测量器件，能够利用第一分频信号和第二分频信号抑制 频率测量中的噪声电平。
而且，待测量信号和可变比分频信号具有由比率x/y的小数部分限定的工作点参 数，此处，X为待测量信号的频率，y为可变比分频信号的频率，其中，可以如下优选地确定待测量信号的频率，以及可变比分频信号的第一分频比、第二分频比和混频比，以使工作点 参数的值不变成处于噪声电平增加的情形下的指定有理数的邻近值。
此外，基准频率信号和可变比分频信号具有由比率x/y的小数部分限定的工作点 参数，此处，X为可变比分频信号的频率，y为基准频率信号的频率，其中，可以如下优选地 确定基准频率信号的频率，以及可变比分频信号的第一分频比、第二分频比和混频比，以使 工作点参数的值不变成处于噪声电平增加的情形下的指定有理数的邻近值。
根据具有上述结构的频率测量器件，能够有效地抑制使用所述器件的频率测量中 的噪声电平。
根据本发明的一个实施例，一种信号发生方法，包括
基于具有指定频率的第一信号产生以第一分频比对第一信号进行分频而获得的 第一分频信号和以第二分频比对第一信号进行分频而获得的第二分频信号的步骤；以及
重复以下步骤的处理
步骤1)，使第一变量增加第一常量，第一常量表示第一分频信号在待产生的可变 比分频信号中所占的比率；
步骤2-1)，当第一变量在增加之后变得大于或等于第一常量和第二常量相加的结 果时，输出第一分频信号，从第一变量中减去第一常量和第二常量，并返回到步骤1)，第二 常量表示第二分频信号在可变比分频信号中所占的比率；以及
步骤2_2~)，当第一变量在增加之后变得小于第一常量和第二常量相加的结果时， 输出第二分频信号并返回到处理1)，从而产生第一分频信号和第二分频信号以指定混频比 在时间上交替出现的可变比分频信号。
上述方法使得可以产生第一分频信号的频率分量和第二分频信号的频率分量以 分散的方式按指定混频比混频的可变比分频信号。


图1为频率测量器件的示例性结构的图2为短选通计数器部分(short gate counter section)的第一示例性结构的 图3为短选通计数器部分的第二示例性结构的图4为由模拟电路构成的低通滤波器的示例的图5为由移动平均滤波器构成的低通滤波器的示例的图6为示出随时间推移测量到的频率的示例的曲线图7为示出从计数值的信号流中去除高频分量的示例的曲线图8为示出图像噪声电平相对于待测量信号的频率与采样频率之间的比率的曲 线图9为示出当待测量频率为501. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图10为示出当待测量频率为503. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图11为示出当待测量频率为505. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变化的曲线图12为示出当待测量频率为510. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图13为示出当待测量频率为550. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图14为示出当待测量频率为M9. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图15为示出当待测量频率为M7. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图16为示出当待测量频率为534. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图17为示出当待测量频率为566. OOHz并且采样频率为IOOHz时频率随时间的变 化的曲线图18为添加与工作点参数相对应的图像噪声电平的曲线图19为具备可变比分频器的频率测量器件的第一示例性结构的图20为频率测量器件中的可变比分频器的第一具体示例性结构的图21为示出可变比分频器的示例性工作的图22为示出可变比分频器在工作时的状态的表；
图23为示出产生的可变比时钟的示例的图M为示出用16385分分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变化的曲线 图25为示出用16386分分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变化的曲线 图沈为示出用可变比分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变化的曲线 图27为具备可变比分频器部分的频率测量器件的第二示例性结构的图观为可变比分频器部分的第二具体示例性结构的图四为示出用待测量信号的2分分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变 化的曲线图30为示出用待测量信号的3分分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变 化的曲线图31为示出用可变比分频信号测量到的待测量信号的频率的时间变化的曲线 图。
具体实施方式
下面，参考附图根据下面的组成具体地说明本发明的实施例。然而，应当理解的 是，下面的实施例仅为本发明的示例，不限制本发明的技术范围。应该注意的是，图中相同 的部分附有相同的附图标记，在适当时可以省略对这些部分的说明。
1.定义
2.使用短选通时间计数方法的频率测量器件的概要
3.短选通时间计数方法产生的噪声的说明
4.实施例1
(1)频率测量器件的示例性结构
(2)可变比分频器的示例性结构
(3)可变比分频器的示例性工作
(4)频率测量器件的示例性工作
5.实施例2
(1)频率测量器件的示例性结构
(2)可变比分频器的示例性结构
(3)可变比分频器的示例性工作
6.结论
7.补充
1.定义
首先，如下定义在本说明书中使用的术语。
“〇〇部分”和“〇〇电路”(〇〇可以为任意词)分别包括没有任何特别限制的 电气部分和电气电路，并且也可以包括实现电路或部分的功能的物理器件或由软件实现的 功能性器件。而且，可以各由两个以上物理器件或功能性器件来实现一个电路或一个部分 的功能，或者可以由一个物理器件或一个功能性器件来实现两个以上电路或部分的功能。
2.使用短选通时间计数方法的频率测量器件的概要
图1为根据本发明的实施例的频率测量器件的示例性结构的图。如图1所示，频 率测量器件由待测量信号的信号源10、短选通计数器部分(也称作“短选通时间计数器部 分”)20、低通滤波器(LPF) 30以及基准频率信号源40构成。
待测量信号的信号源10
待测量信号的信号源10被构造为产生脉冲流形式的待测量信号61。待测量信号 的信号源(下文中也称作“脉冲发生器”)10可以为例如振荡频率f0为30MHz的石英晶体 振荡器，并且对应于气味传感器、气体传感器、生物传感器等的检测器部分。当有气味物质 等粘附到石英晶体振荡器上时，其振荡频率根据所粘附物质的量而降低。脉冲流形式的待 测量信号61被供给到短选通计数器部分20。
基准频率信号源40
基准频率信号源40被构造为产生基准频率信号62，该基准频率信号62为具有比 待测量信号61的频率低的频率的脉冲流信号。换句话说，基准频率信号62以比待测量信 号61的周期长的周期变化。下面，基准频率信号62的一个周期可以称为“选通时间”。基 准频率信号源40被构造为以指定分频比对由不同于待测量信号的信号源10中使用的石英 晶体振荡器的例如单独的石英晶体振荡器产生的信号进行分频，从而产生例如IOOHz的基 准频率信号62。
短选通计数器部分20
短选通计数器部分20被构造为以基于基准频率信号62确定出的相对短的选通时 间对供给的待测量信号61的脉冲流连续地计数。更具体地，短选通计数器部分20对在选通时间内包含的待测量信号61的变化的次数进行计数。例如，短选通计数器部分20对在 基准频率信号62的从一个上升沿到下一个上升沿的一个周期中出现的待测量信号61的上 升沿进行计数。被计数的计数值(下文中也称作“计数值”)63被顺序地供给到低通滤波器 30。如下所述，短选通计数器部分20可以被构造为使用内部计数器对待测量信号61的变 化进行计数，并利用基准频率信号62对计数值进行采样。因此，基准频率信号62的频率可 以被称为“采样频率”，并且基准频率信号62的一个周期可以被称为“采样周期”。
低通滤波器30
低通滤波器30被构造为去除在输入的计数结果中包含的高频分量，并仅输出低 频分量作为输出信号64。
短选通计数器部分20的第一示例性结构
图2示出了短选通计数器部分20的第一示例性结构。期望短选通计数器部分20 无中断地(输入信号不具有不灵敏期间)对从信号源供给的脉冲流信号进行计数。
因此，根据第一示例性结构，短选通计数器部分20设置有两个计数器，第一计数 器21和第二计数器22。待测量信号61被供给到第一计数器21和第二计数器22两者。控 制部分23将选通信号和复位信号发送到第一计数器和第二计数器中的每个，使得来自这 两个计数器的输出通过转换器(switch)供给到低通滤波器30。转换器被构造为选择并输 出来自第一计数器21和第二计数器22的输出信号中的一个，并且可以由物理转换器或逻 辑电路构成。选通信号为其选通时间为例如基准频率信号62的一个周期的信号，并且基准 频率信号62本身可以用作选通信号。从两个计数器交替地输出待测量信号61的测量值， 使得在一个计数器计数的同时另一个计数器执行复位或传送数据，从而避免在计时器的复 位和传送数据的过程中可能产生的不灵敏期间。应该注意的是，控制部分23可以实现为硬 件，但是也可以利用个人计算机等由软件实现。
短选通计数器部分20的第二示例性结构
图3示出了短选通计数器部分20的第二示例性结构。这一结构使用单个计数器 M。计数器M为使用直接计数方法的计数器，总是对供给的待测量信号61的变化进行计 数，并输出其累计值。作为计数器M的输出的累积计数值被供给到减法器25和保存前次 累积计数值的寄存器26。减法器25从计数器M输出的此次累积值中减去从寄存器沈获 得的前次累积计数值以获得此次计数值63，并将此次计数值63供给到低通滤波器30。
低通滤波器30的第一示例性结构
图4示出了低通滤波器30由模拟电路形成的示例。在这一示例中，以两级连接各 由电阻器R1-R3、电容器Cl和电容器C2以及运算放大器OPl构成的低通滤波器。适当地选 择构成元件的电路常数，借此从作为已被D/A转换器(未示出)转换成模拟信号的短选通 计数器部分20的输出信号的计数值63中去除(抑制)第一频率分量或第一频率以上的高 频带分量。根据输出信号的S/N(信号/噪声)比、输出信号的波形响应特性等适当地设定 低通滤波器的截止频率和信号响应特性。当短选通计数器20以一位连续地输出计数值63 时，输出能够被原样输入到低通滤波器30中。当短选通计数器20以η位输出数据时，能够 通过适应η位输出的D-A转换器来输入数据。
低通滤波器30的第二示例性结构
图5示出了低通滤波器30由作为一类数字滤波器的移动半均滤波器形成的示例。如图5所示，低通滤波器30具有加法器31、移位寄存器32、减法器33、反相器34、向各个部 分供给工作正时时钟的控制部分35，以及除法器36。
从短选通计数器部分20输出的计数值61被供给到加法器31和具备与抽头数量 相对应的存储区域的移位寄存器32两者。经受移动平均值计算的N个数据与移位寄存器 32内的其他数据同步地依次移动。在前次的计算中获得的总值被供给到加法器31的其他 输入，并且加法器31将此次计数值与前次的总值相加，从而获得累积相加值。通过减法器 33从累积相加值中去除移位寄存器32中的先前(leading)(旧的)数据的计数值，结果被 设定为最新的总值。最新的总值作为前次的总值被返回到加法器31，并通过除法器36将最 新的总值除以对象数据的数量N。对全部数据进行上述计算，从而能够获得移动平均值。应 该注意的是，除法器36具有缩放输出值的功能，而如果不考虑缩放则可以省略这一功能。 而且，当以多级形成移动平均滤波器时，除法器36可以仅设置在最后一级。应该注意的是， 移动平均滤波器能够由数字电路构成，因此，移动平均滤波器的特征在于与模拟滤波器相 比，具有较小的电路规模。
图6示出了基于由短选通计数器部分20计数的计数值63计算出的频率随时间 推移的示例。在这一示例中，以IOOHz的采样频率(选通时间为0. 01秒)对待测量信号 61的变化的次数进行计数。当采样频率为IOOHz时，频率分率也降低到100Hz，从而无法 通过一个计数值63检测到待测量信号61中低于IOOHz的信息，而在一秒内能够获得100 个计数值63。如图6所示，呈现为100倍计数值的频率在相差IOOHz的30，072，300Hz与 30，072，400Hz之间沿着时间轴呈脉冲分布。
这里，说明采样的量化误差(士 1计数误差)。例如，考察通过直接计数方法的计数 器测量稳定在123. 34Hz的脉冲流信号的频率的情况。
(A)当选通时间为10秒时每10秒获得1233个计数或1234个计数。
通过使计数值乘以1/10来获得测量值，测量值为123. 3Hz或123. 4Hz (每10秒)。 (测量误差为0. IHz。)
(B)当选通时间为1秒时每1秒获得123个计数或124个计数。测量值为123Hz 或124Hz(每1秒)。(测量误差为1Hz。)
(C)当选通时间为0. 1秒时每0. 1秒获得12个计数或13个计数。
通过使计数值乘以10来获得测量值，测量值为120Hz或130Hz (每0. 1秒)。(测 量误差为IOHz。)
(D)当选通时间为0. 01秒时每0. 01秒获得1个计数或0个计数。
通过使计数值乘以100来获得测量值，测量值为IOOHz或200Hz (每0.01秒)。 (测量误差为IOOHz。)
当对稳定在一个标定频率的待测量信号61进行计数时，类似于示例(A)-(D)，计 数值63呈具有的振幅为由选通时间确定出的两个值之间的差的脉冲流分布。另一方面，即 使当要计数的待测量信号61的频率变化时，如果变化在上述测量误差的范围内，则计数值 同样呈具有的振幅由两个值之间的差限定的脉冲流分布。例如，在选通时间为0. 01秒并且 测量误差为IOOHz(D)的情况下，如果要计数的脉冲流信号的频率的变化包含在IOOHz与 200Hz之间，则能够获得的显示为IOOHz或200Hz。
如图6所示，在用小于一秒的短选通时间对待测量信号61的变化的次数进行计数的方法(下面称作“短选通时间计数方法”)中，计数值63变成脉冲流，并且计数值中值的 出现频率根据待测量信号61的频率的变化而变化。待测量信号61的频率越高，脉冲流中 较高值的出现频率越高。反之，待测量信号61的频率越低，脉冲流中较低值出现的出现频 率越高。与要计数的待测量信号61的频率有关的信息存在于表现为脉冲流的计数值的频 谱的低频带分量中。因此，通过低通滤波器从计数值63中提取低频带分量(去除源于量化 误差的谐波分量)，从而能够解码被计数的待测量信号61的频率当中与变化有关的信息。
图7示出了通过将图6中所说明的计数值63的信号流进给到抽头数量为512的低 通滤波器30来去除高频分量的示例。如图7所示，供给的待测量信号61的频率的变化被 输出为连续(模拟)曲线。可以观察到，通过使用低通滤波器30，在以IOOHz的采样周期进 行计数时，变得可以检测由于量化误差不能够测量到的区域中的频率变化，尤其是小于IHz 的频率变化。
以此方式，根据短选通时间计数系统，通过缩短选通时间(使得采样频率较高)， 即使每个计数值63的测量误差变得较大，也能够获得多个测量值的流。通过由低通滤波器 30从多个测量值中去除高频分量，提高了频率测量分辨率。如上所述，根据输出信号的所 需S/N比和信号响应特性适当地设计低通滤波器的特性。换句话说，通过短选通时间计数 方法能够将电路抑制到较小的规模，从而能够易于进行多通道实现。通过使用模拟低通滤 波器，本实施例还能够适应模拟输出，并能够获得其他优点。
短选通时间计数方法具有上述各种优点。然而，从各种试验的结果发现，取决于从 待测量信号的信号源10输出的待测量信号61的频率和采样频率的结合而可能产生(增 加)噪声。将参考图8至图19说明在短选通时间计数方法中产生的噪声。
3.短选通时间计数方法中产生的噪声的说明
在下面的说明中，图1中所示的频率测量器件用于进行图像噪声产生的试验。这 里，短选通计数器部分20的采样频率为100Hz，并且低通滤波器30由抽头数量均为30的以 三级串行连接的移动平均滤波器构成。
图8为示出图像噪声电平相对于待测量信号61的频率(下面也称作“待测量频 率”)与采样频率之间的比率(工作点参数为0-0. 5)的曲线图。图像噪声电平以最大值为 1的相对值(任意单位)表示。
为了便于理解特性而使用工作点参数，并且工作点参数可以如下限定。
工作点参数=待测量频率+采样频率-ht (待测量频率+采样频率)
应该注意的是，Int (C)为表示整数部分的函数。通过进行如上限定，工作点参数表 示(待测量频率+采样频率)的小数部分，并且能够为从0至小于1的任意值。图像噪声 电平(强度)为工作点参数的复杂函数并关于工作点参数0.5对称。换句话说，在工作点 参数0. 5-d处的图像噪声强度等于在工作点参数0. 5+d处的图像噪声强度(0 < 0. 5)。 因此，在图8中，在0与0. 5之间的工作点参数的范围内表示噪声强度与工作点之间的关 系。
图9为当待测量频率为501. OOHz并且采样频率为IOOHz时的曲线图。在这种情 况下，从待测量频率和采样频率获得的工作点参数为0. 01。在图9中，横坐标轴表示时间， 纵坐标轴表示频率，实线表示短选通时间计数值，短虚线表示待测量频率，长虚线表示低通 滤波器30的输出(在下面直到图17的图中进行类似地限定)。待测量频率处于恒定值，但是观察到在低通滤波器30的输出中周期性地(沿着时间轴以恒定间隔)出现变化，产生了图像噪声。
图10类似地示出了当待测量频率为503. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参 数变成0.03时的曲线图。在低通滤波器30的输出中出现连续的频率变化，并连续地产生 图像噪声。
图11示出了当待测量频率为505. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 05时的曲线图。在低通滤波器30的输出中连续地产生图像噪声，但是，与图10所示的工 作点参数为0. 03的情况相比，图像噪声的振幅减小了。
图12示出了当待测量频率为510. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 10时的曲线图。低通滤波器30的输出变成与待测量频率相等，从而不产生图像噪声。
图13示出了当待测量频率为550. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 50时的曲线图。低通滤波器30的输出变成与待测量频率相等，从而不产生图像噪声。
图14示出了当待测量频率为M9. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 49时的曲线图。在低通滤波器30的输出中周期性地出现频率变化，因此理解为产生了图 像噪声。
图15示出了当待测量频率为M7. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 47时的曲线图。在低通滤波器30的输出中出现小振幅的频率变化，因此理解为产生了图像噪声。
图16示出了当待测量频率为534. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 34时的曲线图。在低通滤波器30的输出中出现周期性的频率变化，因此理解为存在图像噪声。
图17示出了当待测量频率为566. 00Hz、采样频率为100Hz，以及工作点参数变成 0. 66( = 0. 34)时的曲线图。在低通滤波器30的输出中出现周期性的频率变化，因此理解 为产生了图像噪声。与如图16所示的工作点参数变成0. 34的情况相比，应该注意的是，频 率变化的振幅相同，而频率变化的增加和减小的趋势相反。
图18为在图8的曲线图中添加与上述图9至图17所示的工作点参数相对应的图 像噪声电平的曲线图。
在作为工作点参数0.0(对应于1.0)的邻近值的一组工作点参数0.01、0.03和0. 05当中，越靠近工作点参数0. 0，图像噪声电平变得越大。
尽管图18的曲线图没有明确地示出，在由简单有理数(例如，1/1-1/10)表示的 横坐标轴上的位置，例如在 1.0( = 1/1),0.5( = 1/2),0. 33··· ( = 1/3),0. 25 ( = 1/4)， 0.2( = 1/5)，0.66... ( = 2/3),0. 1( = 1/10)等处图像噪声电平为零(0)。例如，在图12 和图13所示的示例中，工作点参数与简单有理数(1/10、1/2) —致，从而不产生图像噪声。
在作为邻近工作点参数0. 5而在简单有理数以外的工作点参数0. 49 (参见图14) 和0. 47 (参见图15)处，与紧邻工作点参数0.0处相比，噪声电平相对高，而图像噪声电平 相对低。
关于工作点参数0. 34 (参见图16)和工作点参数0. 66 (参见图17)，图像噪声电平 对这些工作点参数的依赖性为以0. 50作为基准的对称位置关系。
如上所述，通过将待测量频率与采样频率之间的比率限定为工作点参数，能够把握源自待测量频率和采样频率的组合的图像噪声电平。然后，通过禁止使用工作点参数邻 近简单有理数的待测量频率和采样频率之间的任意组合，能够抑制图像噪声。
4.实施例1
下面，将参考图19至图沈说明根据本发明的一个实施例的实施例1。
(1)频率测量器件的示例性结构
图19为具备可变比分频器部分50的频率测量器件的第一示例性结构的图。如图 19所示，频率测量器件由待测量信号的信号源10、基准频率信号源40、可变比分频器部分 50、短选通计数器部分20以及低通滤波器30构成。这里应该注意的是，待测量信号的信号 源10、短选通计数器部分20和低通滤波器30与参考图1的上述频率测量器件中的相应部 分基本上具有相同的结构和功能，因此省略其说明。
基准频率信号源40
如上所述，基准频率信号源40被构造为产生基准频率信号62。不同于图1中所述 的频率测量器件，作为基准频率信号源40的输出的基准频率信号62不被直接供给到短选 通计数器部分20，而是被首先供给到可变比分频器部分50。而且，由基准频率信号源40产 生且供给的基准频率信号62不必为具有比待测量信号61的频率低的频率的信号，并且能 够被设定在任意电平。
可变比分频器部分50
可变比分频器部分50被构造为基于基准频率信号62产生可变比分频信号65并 将可变比分频信号65供给到短选通计数器部分20。下面具体说明可变比分频器部分50。
(2)可变比分频器部分的示例性结构
图20为示出频率测量器件的可变比分频器部分50的第一具体示例性结构的图。 如图20所示，可变比分频器部分50由分频信号发生部分51、分频比控制部分52、常量存储 部分53、变量存储部分M构成。可变比分频器部分50基于从基准频率信号源40供给的基 准频率信号62产生可变比分频信号65。
分频信号发生部分51
分频信号发生部分51产生以第一分频比(自然数a)对基准频率信号62进行分 频而获得的第一分频信号(分频信号a)，以及以第二分频比(自然数b)对基准频率信号 62进行分频而获得的第二分频信号(分频信号b)。然后，通过分频比控制部分52的控制， 分频信号发生部分51将分频信号a和分频信号b以混频比α β进行混频，从而产生分 频信号a和分频信号b在时间上交替出现的可变比分频信号65。
分频比控制部分52
分频比控制部分52从被构造为能够存储常量的常量存储部分53获得常量α和 常量β，并从被构造为能够存储变量的变量存储部分M获得变量c。分频比控制部分52利 用常量α和常量β以及变量c来控制分频信号发生部分51以产生可变比分频信号65。
(3)可变比分频器部分的工作示例
下面将参考图21至图23说明可变比分频器部分50的工作。图21为表示可变比 分频器部分50的工作的示例的流程图。图22为示出可变比分频器部分50在工作时的状 态的表。为了简化说明，以分频比a = 2、分频比b = 3、常量α = 4以及常量β = 12来 说明本示例。应该注意的是，可变比分频信号65可以被称为可变比时钟，并且基准频率信号62可以被称为基准脉冲。
S100-S110
可变比分频器部分50在开始工作(S100)之后首先初始化存储在变量存储部分M 中的变量C(SllO)(参见图22中的No. 1)。
S120
然后，可变比分频器部分50获取表示分频信号乂2分分频信号)在待产生的可 变比分频信号65中所占的比率的常量α G)，并使变量存储部分M的变量c增加常量 α (S120)。因此，变量c变成0+4 = 4(参见图22中的No. 2)。
S130
接下来，可变比分频器部分50将常量存储部分53中的常量α (4)和常量β (12) 相加的结果G+12 = 16)与变量存储部分M中的变量c(4)进行比较(S130)。
S160-S170
此时，由于变量c(4)小于α+β (16)，可变比分频器部分50对基准脉冲计数a (2) 次(S160)，从而产生时钟(S170)。这里，对基准脉冲计数η次指的是产生一个周期为基准脉 冲的周期的η倍的可变比时钟。图22示出了可变比时钟为1或0。图22中标识为“2分” 的No. 1和No. 2分别表示1和0，然后，No. 3表示1。换句话说，可变比时钟为一个周期等 于基准脉冲的周期的两倍的周期的信号。当完成到这一步骤的处理时，处理返回到S120，并 重复一系列步骤。
S120
在已经重复一系列步骤三次时(在图22中的No. 6时)，变量c已变成12。这里， 由于可变比分频器部分50使变量c (12)增加常量α (4) (S120)，增加的结果变成(12+4)= 16。
S130-S140
增加的结果“16”为作为常量α (4)+常量β (12)的相加结果的16以上(S130)， 从而可变比分频器部分50对基准脉冲计数bC3)次(S140)(参见图22中的No. 7-No. 9)。
S150-S170
此时，从变量c中减去常量α和常量β (S150)(参见图22中的No. 8)。如上所 述，当对基准脉冲计数三次时，可变比时钟变成如图22中No. 7至No. 9所示的1、0、0，这限 定了具有的周期是基准脉冲的周期的三倍的信号。应该注意的是，可变比时钟呈现为1、0、 0，而其能够为例如1、1、0，只要保持信号的周期即可。然后，通过在S140中对基准脉冲进行 计数，产生可变比时钟(S170)。
应该注意的是，图22中的控制信号为当c > α+β的关系式成立时变化的标记 (flag)，并且1位计数器为对基准频率信号62的变化进行计数的1位计数器的值。
图23示出了如上所述产生的可变比时钟的示例。在图23中，可变比时钟1至3均 为将基准时钟的2分分频信号和3分分频信号以混频比3 1( = 12 4)进行混频的可 变比时钟。然而，在各个可变比时钟1至3中混频的3分分频信号的占空比彼此不同。利 用可变比时钟1作为示例说明上述示例，而3分分频信号的占空比不同的可变比时钟，例如 可变比时钟2和可变比时钟3也被包括在本发明的范围内。
(4)频率测量器件的工作示例
接下来，将说明根据本发明的一个实施例的频率测量器件的工作的示例。在这一 示例中，包括以30012391Hz振动的石英晶体振荡器的振荡电路被用作基准频率信号源40， 并且包括以30105831Hz振动的石英晶体振荡器的振荡电路被用作待测量信号的信号源 10。可变比分频器部分50将以16385和16386对基准频率信号62分频而获得的信号以混 频比2 3进行混频，从而产生可变比分频信号65。待测量信号61的频率从30105831Hz 起以几Hz增加。在这种条件下，为了比较，将上述16385分分频信号、16386分分频信号和 可变比分频信号65均供给到短选通计数器部分20，并测量待测量信号61的频率的变化。
图M为示出用16385分分频信号测量到的待测量信号61的频率的时间变化的曲 线图。图M还示出了待测量信号61的实际频率的时间变化。如图M所示，测量到的频率 在测量周期的前半部分中具有叠加在实际频率上的噪声。这一噪声为图像噪声。
图25为示出用16386分分频信号测量到的待测量信号61的频率的时间变化的曲 线图。如图25所示，测量到的频率在测量周期的后半部分中具有叠加在实际频率上的噪 声。
图沈为示出用可变比分频信号测量到的待测量信号61的频率的时间变化的曲线 图。如图沈所示，测量到的频率在任何时间都几乎不具有叠加的噪声，并精确地测量到待 测量信号61的频率。
接下来，将说明用于确定产生可变比分频信号的两个分频信号的分频比的方法和 确定两个分频信号的混频比的方法。如上面参考图8所说明的，能够通过由公式待测量频 率+采样频率-Int (待测量频率+采样频率)限定的工作点参数来把握图像噪声。通过 禁止使用工作点参数邻近简单有理数的待测量频率与采样频率之间的任何组合，能够抑制 图像噪声。集中到本实施例的短选通计数器部分20，待测量频率为待测量信号61的频率， 并且采样频率为可变比分频信号65的频率。作为采样频率的可变比分频信号65的频率瞬 时具有第一分频信号(例如，16385分分频信号)的频率或第二分频信号(例如，16386分 分频信号)的频率。然而，考虑到经受移动平均滤波器滤波的相对长的期间，能够将可变比 分频信号65视为具有由第一分频比、第二分频比和混频比获得的指定频率的信号。这里， 能够通过可变比分频器部分50任意地确定分频比和混频比。通过分频器部分50，可以基于 将预先获得的噪声电平分布特性曲线与可变比分频信号65的频率和待测量信号61的频率 之间的频率比相比较，以噪声电平变低的方式来确定第一分频比、第二分频比和第一分频 信号与第二分频信号之间的混频比。结果，在不使用可能会使电路规模变大的模拟电路的 情况下，能够产生抑制频率测量中的噪声电平的可变比分频信号65。
更具体地，可以确定可变比分频信号65的第一分频比、第二分频比和混频比，以 使由比率χ/y的小数部分限定的工作点参数值不变成处于频率测量中的噪声电平增加的 情形下的指定有理数的邻近值，此处，χ为待测量信号61的频率，y为可变比分频信号65的 频率。借此，能够容易地抑制频率测量中的噪声电平。
5.实施例2
下面将参考图27-图31说明根据本发明的一个实施例的实施例2。
(1)频率测量器件的示例性结构
图27为示出具备可变比分频器部分50的频率测量器件的第二示例性结构的图。 如图27所示，频率测量器件由待测量信号的信号源10、基准频率信号源40、可变比分频器部分50、短选通计数器部分20以及低通滤波器30构成。与图19所示的频率测量器件的第 一示例性结构相比，第二示例性结构的不同之处在于，可变比分频器部分50不布置在基准 频率信号源40与短选通计数器部分20之间，而是布置在待测量信号的信号源10与短选通 计数器部分20之间。由于结构的差别，可变比分频信号66和基准频率信号62被供给到短 选通计数器部分20。应该注意的是，待测量信号的信号源10、基准频率信号源40和低通滤 波器30具有与上述第一示例性结构大体相同的结构和功能。
可变比分频器部分50
可变比分频器部分50被构造为基于待测量信号61产生可变比分频信号66，并将 可变比分频信号66供给到短选通计数器部分20。下面具体说明可变比分频器部分50。
(2)可变比分频器部分的示例性结构
图观为示出可变比分频器部分50的第二具体示例性结构的图。通过图观与图 20之间的比较清楚地看到，图观中的可变比分频器部分50的不同之处在于，其输入信号不 是基准频率信号62，而是待测量信号61。换句话说，根据第二示例性结构的可变比分频器 部分50以类似于上述第一示例性结构的方式工作，其输入信号由待测量信号61替代。
(3)频率测量器件的工作示例
说明根据本实施例的频率测量器件的工作的示例。根据本实施例，基准频率信号 源40包括具备以30012391Hz振动的石英晶体振荡器的振荡电路，并且以16384对具有 30012391Hz频率的信号进行分频以产生并输出基准频率信号62。待测量信号的信号源10 具备以30014241Hz振动的石英晶体振荡器，产生并输出具有30014241Hz频率的待测量信 号61。可变比分频器部分50将分别以2和3对具有30014241Hz频率的待测量信号61进 行分频而获得的信号以混频比1 4进行混频，从而产生可变比分频信号66。在这种条件 下，为了比较，将上述2分分频信号、3分分频信号和可变比分频信号66均供给到短选通计 数器部分20，并且基于基准频率信号62来测量各个信号的频率的变化。
图四为示出用待测量信号61的2分分频信号测量到的待测量信号61的频率的 时间变化的曲线图。当频率测量器件基于待测量信号61的2分分频信号来测量待测量信 号61的频率时，例如，缩放部分(未示出)可以设置在低通滤波器30的后一级中，借以缩 放测量到的频率两倍。图四还示出了待测量信号61的实际频率的时间变化。如图四所 示，图像噪声叠加在测量到的频率上，并表现为在测量期间的前半部分中具有较大影响。
图30为示出用待测量信号61的3分分频信号测量到的待测量信号61的频率的 时间变化的曲线图。设置在低通滤波器30的后一级中的缩放部分将测量到的频率缩放了 三倍。如图30所示，图像噪声叠加在测量到的频率上，并表现为在测量期间的后半部分中 具有较大影响。
图31为示出用待测量信号61的2分分频信号和3分分频信号以混频比1 4进 行混频的可变比分频信号测量到的待测量信号61的频率的时间变化的曲线图。设置在低 通滤波器30的后一级中的缩放部分将测量频率缩放了 2. 2倍。能够通过[(第一分频信号 的分频比)X (第二分频信号的混频比)+ (第二分频信号的分频比)X (第一分频信号的混 频比)]+[(第一分频信号的混频比)+ (第二分频信号的混频比)]获得缩放。在这一示例 中“2X4+3X 1) + (1+4) = 11 + 5 = 2. 2，从而如上所述将测量到的频率缩放2. 2倍。如图 31所示，测量到的频率已降低了任何时候图像噪声的影响。
这里，将说明确定用于产生可变比分频信号的两个分频信号的分频比的方法和确 定两个分频信号的混频比的方法。本实施例与上述实施例1的不同之处在于，供给到短选 通计数器部分20的信号既不是待测量信号61也不是可变比分频信号65，而是可变比分频 信号66和基准频率信号62。如上面参考图8所述，能够通过由公式待测量频率+采样频 率-Int (待测量频率+采样频率)限定的工作点参数来把握图像噪声。在实施例1中，可 变比分频信号65的频率对应于采样频率。另一方面，在本实施例中，类似产生的可变比分 频信号66的频率对应于待测量频率。根据本实施例，能够认为与待测量频率相对应的可变 比分频信号66的频率根据第一分频比、第二分频比和第一分频信号与第二分频信号之间 的混频比而变化。通过分频器部分50，可以基于将预先获得的噪声电平分布特性曲线与可 变比分频信号66的频率和基准频率信号62的频率之间的频率比相比较，以噪声电平变低 的方式来确定第一分频比、第二分频比和第一分频信号与第二分频信号之间的混频比。结 果，在不使用可能会具有大电路规模的模拟电路的情况下，能够产生抑制频率测量中的噪 声电平的可变比分频信号66。
更具体地，可以确定可变比分频信号66的第一分频比、第二分频比和混频比，以 使由比率χ/y限定的工作点参数值不变成处于噪声电平增加的情形下的指定有理数的邻 近值，此处，χ为可变比分频信号66的频率，y为基准频率信号62的频率。借此，能够容易 地抑制频率测量中的噪声电平。
6.结论
上面已经说明了根据本发明的两个实施例。通过上文能够理解的是，根据各个实 施例的信号发生电路由产生第一信号的第一信号源，以及可变比分频器部分50构成。第一 信号和第一信号源分别对应于基准频率信号62和基准频率信号源40，或分别对应于待测 量信号61和待测量信号的信号源10。可变比分频器部分50产生可变比分频信号65 (或 66)，在可变比分频信号65(或66)中，以第一分频比对第一信号进行分频而获得的第一分 频信号(例如，2分分频信号)和以第二分频比对第一信号进行分频而获得的第二分频信号 (例如，3分分频信号)以指定混频比(例如，1 4)在时间上交替出现。
根据具有这一结构的信号发生电路，能够产生以指定混频比包含第一分频信号的 频率分量和第二分频信号的频率分量的可变比分频信号65 (或66)。应该注意的是，通过可 以为数字电路的简单的分频电路，能够基于第一信号容易地产生第一分频信号和第二分频 信号。换句话说，在不使用可能会使电路规模变大的模拟电路的情况下，能够产生上述可变 比分频信号65 (或66)。此外，具有根据本实施例的结构的信号发生电路适合于用在频率测 量器件中，并能够抑制在频率测量器件中可能出现的图像噪声的产生。
而且，通过参考图21至图23以上述方式构成信号发生电路中的可变比分频器部 分50，可以获得第一分频信号和第二分频信号以分散的方式混频的可变比分频信号65(或 66)。而且，用于产生可变比分频信号65 (或66)的上述方法使得能够易于产生第一分频信 号的频率分量和第二分频信号的频率分量以分散的形式按指定混频比混频的可变比分频 信号。
7.补充
在上述实施例中，具体的数值适当地用作示例，但不限于这些值，能够在本发明的 范围内使用本领域的技术人员能够理解的任意值。换句话说，能够任意地确定用于产生可变比分频信号65 (或66)的多个分频信号的分频比，以及将这些分频信号进行混频的混频 比。而且，用于产生可变比分频信号65 (或66)的分频信号不限于两种类型，而是能够将三 种以上类型的分频信号进行混频以产生可变比分频信号65(或66)。
上述实施例可以用在各种类型的共振频率变化型传感器中，从而能够实现尺寸减 小、重量减轻、较高的分辨率以及较低的成本。而且，各种类型的传感器的集成和平台的实 现变得可能。此外，所述实施例适合应用于气味传感器、气体传感器，以及生物传感器、QMC 器件、压力传感器、加速度传感器等的转换器阵列。
而且，在本申请中说明的实施例可以在容许的范围内彼此相互结合。例如，根据本 发明的实施例的示例性结构可以具备基于待测量信号61产生第一可变比分频信号66的第 一可变比分频器部分50和基于基准频率信号62产生第二可变比分频信号65的第二可变 比分频器部分50。考虑到上述实施例的说明，容易理解的是，这些改进的结构也能够抑制图像噪声。
权利要求
1.一种信号发生电路，包括第一信号源，其产生第一信号；以及可变比分频器部分，其产生可变比分频信号，在所述可变比分频信号中，以第一分频比 对所述第一信号进行分频而获得的第一分频信号和以第二分频比对所述第一信号进行分 频而获得的第二分频信号以指定混频比在时间上交替出现。
2.根据权利要求1所述的信号发生电路，其中，所述可变比分频器部分被构造为通过 重复以下处理来产生所述可变比分频信号处理1)，使第一变量增加第一常量，所述第一常量表示所述第一分频信号在所述可变 比分频信号中所占的比率；处理2-1)，当所述第一变量在增加之后变得大于或等于所述第一常量和第二常量相加 的结果时，输出所述第一分频信号，从所述第一变量中减去所述第一常量和所述第二常量， 并返回到所述处理1)，所述第二常量表示所述第二分频信号在所述可变比分频信号中所占 的比率；以及处理2-2~)，当所述第一变量在增加之后变得小于所述第一常量和所述第二常量相加的 结果时，输出所述第二分频信号并返回到所述处理1)。
3.一种频率测量器件，包括如权利要求1所述的信号发生电路；待测量信号源，其产生待测量信号；计数器部分，其输出通过对在指定期间内包含的基于所述可变比分频信号确定出的所 述待测量信号的变化的次数进行计数所获得的计数值；以及低通滤波器，其去除在所述计数值中包含的高频分量。
4.根据权利要求3所述的频率测量器件，其中，基于将预先获得的噪声电平分布特性 曲线与所述可变比分频信号的频率和所述待测量信号的频率之间的频率比相比较来确定 所述可变比分频信号的所述第一分频比、所述第二分频比和所述混频比。
5.根据权利要求4所述的频率测量器件，其中，通过比率x/y的小数部分限定工作点 参数，此处，χ为所述待测量信号的频率，y为所述可变比分频信号的频率，其中，确定所述 待测量信号的频率，以及所述可变比分频信号的所述第一分频比、所述第二分频比和所述 混频比，以使所述工作点参数的值不变成处于噪声电平增加的情形下的指定有理数的邻近 值。
6.一种频率测量器件，包括如权利要求1所述的信号发生电路；基准频率信号源，其产生基准频率信号；计数器部分，其输出通过对在指定期间内包含的基于所述基准频率信号确定出的所述 可变比分频信号的变化的次数进行计数所获得的计数值；以及低通滤波器，其去除在所述计数值中包含的高频分量。
7.根据权利要求6所述的频率测量器件，其中，基于将预先获得的噪声电平分布特性 曲线与所述可变比分频信号的频率和所述基准频率信号的频率之间的频率比相比较来确 定所述可变比分频信号的所述第一分频比、所述第二分频比和所述混频比。
8.根据权利要求7所述的频率测量器件，其中，通过比率x/y的小数部分限定工作点参数，此处，χ为所述可变比分频信号的频率，y为所述基准频率信号的频率，其中，确定所述 基准频率信号的频率，以及所述可变比分频信号的所述第一分频比、所述第二分频比和所 述混频比，以使所述工作点参数的值不变成处于噪声电平增加的情形下的指定有理数的邻 近值。
9. 一种信号发生方法，包括基于具有指定频率的第一信号产生以第一分频比对所述第一信号进行分频而获得的 第一分频信号和以第二分频比对所述第一信号进行分频而获得的第二分频信号的步骤；以 及重复以下步骤的处理步骤1)，使第一变量增加第一常量，所述第一常量表示所述第一分频信号在待产生的 可变比分频信号中所占的比率；步骤2-1)，当所述第一变量在增加之后变得大于或等于所述第一常量和第二常量相加 的结果时，输出所述第一分频信号，从所述第一变量中减去所述第一常量和所述第二常量， 并返回到所述步骤1)，所述第二常量表示所述第二分频信号在所述可变比分频信号中所占 的比率；以及步骤2-2~)，当所述第一变量在增加之后变得小于所述第一常量和所述第二常量相加的 结果时，输出所述第二分频信号并返回到处理1)，从而产生所述第一分频信号和所述第二分频信号以指定混频比在时间上交替出现的 所述可变比分频信号。
全文摘要
本发明公开了一种信号发生电路，包括第一信号源，其产生第一信号；以及可变比分频器部分，其产生可变比分频信号，在所述可变比分频信号中，以第一分频比对所述第一信号进行分频而获得的第一分频信号和以第二分频比对所述第一信号进行分频而获得的第二分频信号以指定混频比在时间上交替出现。
文档编号G01R23/10GK102033162SQ20101050141
公开日2011年4月27日 申请日期2010年10月8日 优先权日2009年10月8日
发明者轰原正义 申请人:精工爱普生株式会社