专利名称：固体电表的调节电路与方法
技术领域：
本发明一般涉及电测量仪表的调节校正电路及方法，更具体地说，涉及用于测量电能参数的固体电表的自动或半自动校正的集成电路与方法。
电表通常用于电力事业的测量，例如测量在商业电源和用户之间流动的电力。在现有机电设计的每个电表内，有一与被监测的电力线路的电压和电流处于磁耦合的盘。此盘的旋转速度正比于流过线路和电表的电力。为了最初使电表与通用标准相符，以及为了校正随时发生的漂移，电表必须在最初以及其后随时地加以校准。
一个机电式的多相电表为了校准要进行的调节有八种之多，其中包括改变磁体位置的螺栓的调整，以及其它的机构，这些机构与被测量的电力的电磁场一起，驱动园盘相对于一给定的电力负载在一特定的速度下转动。调整最初在工厂进行，之后，如果需要就由用户(即电力公司)进行，以满足通用标准，此后，还要随时进行补偿电表漂移作用的调整，调整通常是由手动实现的，尽管在工厂提供了具有伺服驱动螺栓调节器的自动校准系统。
最近研制的固体电表，其中一些是微机控制的，当前已被电力事业采用，这种电表具有由单个电表进行多种测量的功能，其精度高于以前用的机电式电表。固体电表基于若干不同的信号处理技术，以便确定能量使用参数，例如作为被测电压与电流的函数的线路功率。尽管工业正朝着标准化的方向发展，还是有若干种不同的制造设计方法。关于固体电测系统的介绍，请见《电世界》、1988、第3期，P47-52，Gorzelnik的题目为“固体测量”的文章(ElectricalWorld，March，1988，PP、47-52)。
在任何类型的固体电表中，电力公司为调整可利用的三个参数是增益、偏移和相位。例如在具有为了获得每相的线路电流和电压测量的线路电流和电压检测器以及考虑它们之间的相位把这各对电流和电压连乘以便得到能量利用参数的乘法器这样类型的电表中，就需要将每对电压/电流中的电压信号或电流信号的增益进行调整，以使在所有系统功率状态中的电表的测量均匀(平衡)。进而需要单个的全面的增益调整，以便补偿对所有电表状态(要素)〔Phase(element)〕输入起同等影响的电子增益误差(尤其是由任何电子功率测量设备所需要的电压或电流参考值中的起始误差引起的)。全面的增益调整及局部的平衡调整通常在全量程电流的百分之12.5或百分之15的线路电流下进行，这一电流值称作“试验安培数”。各个阻容网络调整校准电表对于在电流电压检测器中及乘法器中误差的相角响应。各个偏置调整电路给乘法器提供一个小的定值电压或电流以消除偏移误差的影响。调整偏置使之适应于正确的电力测量通常在试验安培数百分之十的低电流下进行。不同电表有附加或较少的校准调整可利用。用于工厂调整的一套调整方法可能与提供给用户单位的不同。一些调整方法允许仅在工厂进行。
进行上述校准调整的几种技术设备包括电位器、机电开关电阻网络以及所选取的分立电阻元件。电位器使用起来简便，但实现自动调整困难，更主要的是电位器的电阻元件和滑动片之间的滑动接触势必会不可靠。机械开关，例如转动开关或双列(DIP)型开关，用于转换电阻网络中的各个电阻是较可靠的，但是不方便。此外，因为必须用大量的机械开关触点以进行校准，带来了高的成本。所选的用于校准的分立电阻元件虽然非常可靠，但因需要至少一个不焊接的电阻因而不方便。这是因为需要确定至少一个新的电阻值，然后定位、安装。类似地用于联接电阻的跨接片，由于需要焊上或拆下或其它某种不可逆的机械操作，其安装和复位也不容易。
所述每一校准技术设备增加了元件数量，因而可能增加电表的体积。另一种不增加电表的复杂性和体积的标准技术是膜电阻的激光修整(lasertrimming)。但这类校准需要非常贵的设备才能实现并且不允许用户以后的调整。
因而，本发明的一个目的是提供一种用于校准固体电表新的改进方法及系统。
本发明的另一个目的是提供固体电表的容易实现的并且可靠的校正。
还有一个目的是提供一种用于实现固体电表校准调整的系统，它不需要焊上或拆下零件。
本发明更进一步的目的是提供一种用于实现固体电表校准调整的系统，它没有运动部件，例如电开关或调节螺栓。
本发明的另一个目的是提供一种电表校正的系统，该系统是一个实体(Compact)，并且基本上不增加电表元件的数量。
本发明的再一个目的是提供一种校准电表的系统，为实现校准，该系统不需要成本高的或复杂的外部设备。
另一个目的是提供一种能在计算机控制下，或者自动地，或由技术人员协助半自动地进行电表校准的系统。
还有另一个目的是提供一种校正调整，该调整是可逆的，因而可由工厂或用户单位在初始调整之后的任何时间容易实现电表的再校准。
本发明是一种用于电表的改进的电力测量校准系统，这种电表包含信号处理电路，以便借助通过电力线路电流和电压的测量来确定线路能量利用参数，并且获得一个与能量参数相关的输出信号，由于增益、相位和偏移分布于信号处理电路中，该输出信号中势必含有误差。本发明所作的改进包括多个互连的电阻器，它与多个电气控制的开关相连，以形成一个可变的电压分配器网络。该电压分配器网络有一取决于开关是接通或断开状态的输出电压分压值。本发明还包括一个由电压分配器网络获得信号输出的装置，该信号输出代表为校正一种误差信号所需的校正量，还包括一个将可变电压分配网络的输出连于信号处理电路的装置，以便通过校正这个电路来校正一种误差。
本发明还包括一种校正方法，用于电表的校正，这种电表包含信号处理电路，以便通过电力线路电流和电压的测量来确定线路能量利用的测量数据，并且获得一个与能量利用数据相关的输出信号。在这种电表中，由于增益、相位和偏移误差分布于信号处理电路中，在输出信号中势必含有误差。根据本发明，该方法包括如下步骤测量信号处理电路中的记录(registration)误差，根据所测记录误差值计算信号处理电路的每组校正电路所需的校正量，根据校正结果控制开关的通断状态，从而减小记录误差。
附图中
图1是用本发明的校正方法和系统进行校准的固体电表的透视图;
图2是连于被测电力线路电表的一相的简化方框图;
图3是固体电表信号处理级的电路图，它是可调的，以便补偿增益、相位和偏移误差;
图4是图3中的校正控制芯片及其与外部计算机连接的更详细的电路图;
图5是根据本发明的原理进行电表的单相增益(平衡)调整的校正电路详图;
图5A是图5中的1-of-64多路调制器(Mux)及由电阻串组成的电压分配器详图;
图6是根据本发明的相位角调整电路的详图;
图7是用于本发明最佳实施例中偏移调整电路的详图;
图8是本发明的增益调整电路的详图;
图9是根据本发明由计算机供给多路调制器的一串行数据的草表;
图10是在校正及试验型操作中将计算机中的串行数据多路转换到永久性存储器或非永久性移位寄存器中，以在校准和试运行中有选择地接通晶体管、控制分压比;
图11A-11C是外部校准控制计算机使用的通讯规约，以便和按照本发明设计的固体电表的校正电路相互联系。
本发明上述及其它的目的由一个调节或校正集成电路(IC)满足，它含有与电控开关一起装入电压分配器阵列的电阻网络以及连接在要被校正的电表的信号处理电路部分与电阻网络之间的运算放大器(OP-amps)。电阻网络的分压比由电控开关的通断状态确定。在本发明的最佳实施例中，电控开关由MOS晶体管开关组成，它们依次被储存在永久性存储器中的信号控制，储存的数据相应于所希望的信号处理电路的校正增益、相位和偏移设置，它由计算机自动地或由技术员半自动地确定。在本申请中，不详细讨论MOS晶体管开关的问题，因为这只是一种类型的电控开关，其设计和功能对于熟悉电子电路及IC设计相关领域的技术人员来说是清楚的。在下文中，电控开关将被称为“模拟开关”，并以一简单的机械开关符号给出。
信号处理电路最好包括连接于电力线路的电压电流检测器，以便获得一电流和电压的测量信号，还应包括一乘法器，以使电流和电压的测量信号相乘，从而得到模拟能量使用数据测量信号。一个充电平衡(Charge-balanced)的电压-频率(V-F)或电流-频率(I-F)转换器把模拟能量利用数据测量信号转换成频率与模拟能量利用数据测量信号的幅值成正比的数字输出脉冲串。输出脉冲串然后由一“寄存器”电子组件计数，每一输出电力脉冲串的脉冲相当于以瓩小时(KWh)为单位计的能量校准量。
按照本发明的另一方面，一非永久性移位寄存器及有关的数字逻辑使一串行模拟开关控制数据流在外部校正控制计算机和固体电表的内部永久寄存器之间联系起来，一个多路转换器建立一来自控制开关以及分别地来自移位寄存器或永久存储器的信号流通路。多路转换器由来自计算机的两个控制信号的一个控制信号控制，以表明电表处在运转方式还是试验方式，以便把计算机发生的数据或者供给永久存储器，用以控制模拟开关，使电表运转，或者供给位移寄存器，用以直接控制模拟开关(为了便于对校正芯片进行高速试验)。
使用如上所述的设备对电表校准的过程如下测量信号处理电路的记录误差，根据所述记录误差的测量值确定信号处理电路的多个校正电路的每一个所需的校正量，按照校正量控制晶体管的通断状态，以建立对分布在信号处理电路中的电表的相位、增益及偏移误差进行补偿的可变电压分配器网络。可变电压分配器网络的值由数字计算机自动地或者技术员半自动地确定。
现在参看图1，固体电表10包括一个一般的玻璃或塑料电表壳12，它含有一盘状的框架14，其上装有固体显示器16及相连的开关，用以控制寄存显示器工作。在壳12及框架14内，是用以根据被测量线路上的用户所消耗的电能驱动显示器16的能量利用数据测量及记录电路。
在图2中以框图形式表示的电表10有一电压检测器，它可以是如同本发明最佳实施例中所示的电压互感器20的形式。此外，可以使用一电阻性电压分配器(未画出)。电压检测器20跨接在一对电力线路22上，用以测量其上的电压。电流互感器形式的电流检测器24连接在电力线路22和用户设备26之间。电流检测器24用来测量供给用户设备26或由它接收的电流。用户设备26典型地是一电力公司的用户，例如消耗电能的住宅或企业，或者也可以是一供电单位，例如一发电厂。虽然实际上电力线路22是多相的，例如三相，它们由多单元电表10测量，但在图2中只画出了单相。
在电表10内，电压检测器20提供一与线路电压V(t)成正比的小电压给电表信号处理电路27，如图3所示。与此类似，电流互感器提供一与所测相的电流成正比的电流I(t)。电压和电流测量信号，例如Va′和Ia在电表10的信号处理电路内相乘以得到与所测能量利用参数成正比的频率信号。
参看图3，电表10的信号处理电路内含有一乘法器组件30，用来把所测的每相电压和电流信号相乘，相乘时考虑两个被测量之间的相角，从而产生一与线路电力或其它能量参数成正比的脉冲。按照本发明的最佳实施例，乘法器组件30包含一信号乘法器32，用以将电压电流信号相乘并将乘积模拟信号供给积分器34的反相输入端，从而构成充电平衡电流一频率转换器36的一级。在本发明的最佳实施例中，乘法器32计算每组输入的瞬时值的积。在本发明的最佳实施例中，这些输入包括三对电压，它们与所测线路的电压成正比，还包括与所测线路电流成正比的第二个电压。这三对相应于被测电力系统的三相。乘法器32以电流的形式输出，它正比于输入电压乘积之和。在本发明的最佳实施例中，对每相而言，乘法器32包括一电压比较器，如果输入电压超过参考信号，比较器的输出为高，如果低于参考电压则为低。在最佳实施例中，使用一频率比线路频率高得多的三角波信号作为参考信号，因此比较器的输出是一工作循环正比于输入电压的脉冲串。该输出信号被用来控制一模拟开关，该模拟开关控制由与流经一电阻器的所测电流成正比的电压信号所产生电流信号的通过。这样，乘法器32的输出是一种电流波形，其工作循环与线路电压成正比，其幅值正比于所测线路电流。输出电流波形长时间的平均值就是一正比于所测各个电压一电流对之积的和的电流。为简便起见，已经公知的乘法器组件30的其它详细情况，此处不再描述。不过，本发明可以应用的一种合适的乘法器组件在美国专利中申请号066793，名称为“电压或电流频率转换器用的放大器”，申请号066794，名称为“IntegratedPoly-PhasePowerMeter”以及申请号066795，名称为“TriangleWaveformGeneratorforPulse-WidthAmplitudeMultiplier”的待审批专利中描述了，所有这些专利都在1987年6月25日由RobertA·Leydier申请，并转让给本发明的受让人。所有上述申请的内容可供参考。
不过，乘法器组件30中增益误差是固有的，它引起所测量相之间的不平衡，并且在电压及电流检测器20及24中以及乘法器30本身也发生相位误差。此外，乘法器30使用一参考电压源-Vref以便建立乘法器的“全”增益，即有一个对所有电表元件(各相)起同等影响的幅值。还有，乘法器30的分量中包含偏移误差，尤其在低电流时，这偏移误差势必引起测量误差。
为了对乘法器组件30进行元件增益补偿或调整，在每个电表相中，有一平衡控制单元38将乘法器32的线电压输入端(如V′a)与相应的线路电压检测器20相连，以便对每相的电压测量进行幅值标定。平衡控制单元38由可控可变电阻性分压器38a，运算放大器52以及固定电阻54、56构成，下文还要详述(见图5)。此外，每相中在平衡控制单元38的输出与乘法器32之间连有相位控制单元40，它由另一个可控可变的电阻分压器40a以及固定电阻、电容40b、40c组成，以便调整电力线路每相的电压测量信号的相位角。因而对线路每相而言，每一电压测量信号的幅值和相角都是可调的，这借助于调节每相的电阻分压器38a和4a抽头点的电阻值实现。
类似地，乘法器30的全增益由增益控制单元48控制，它由一可变电阻分压器48a以及一个连接在乘法器32与参考电压源-Vref之间的缓冲放大器组成。在本发明的最佳实施例中，增益通过控制加在积分器34上的复位电流的幅值来调整，其方法如上述的待审专利申请中所述。积分器34中固有的偏移同样由偏移电路50进行补偿，偏移电路50由一连接在参考电压源-Vref和与-Vref相反的即+Vref之间的可变电阻分压器50a及连接在积分器34反向输入端的电阻“T”型网络50b组成。因而，可变电阻分压器电路50a控制施加到积分器34上的偏移补偿电流的幅值，从而消除因内部元件不平衡等因素产生的固有偏移。
按照本发明，每个电阻分压器38a、40a、48a、与50a由多晶硅电阻阵列组成，它们形成在一个普通的集成电路芯片上，并排列成可变电压分压器串，其分压比由也位于IC上的可控模拟开关的通断状态确定。模拟开关的状态依次由储存在永久存储器42中的数据控制，下文还要详述。永久存储器42的内容通过调节接口44建立起来，调节接口44在自动校正工作方式下依次由外部计算机46控制(见图4)，或在半自动校正工作方式下，由技术员控制，下文也要详述。因为存储器42是永久性的，即使电源从电表10中除去时，调节作用仍存储在那里，等电源重新供电后又自动地可利用其调节作用。
调整接口电缆47用来连接校正控制计算机46的并行打印输出端口到固体电表10的调整接口44上。因为调整接口44执行一简单的如图11A-11C示出的串行接口规约，以便减少调整IC中的接口逻辑要求，以及校正控制计算机打印端口一般提供位串行字节并行规约，因而需要一专门的计算机控制软件，按所需方式控制调节接口信号。这一软件的编号对熟悉本领域的人员来说是简单的，因此，这里不再详述。
因而调节接口电缆47的一个主要功能是把计算机端口数据线连到合适的调节接口信号上，另一个功能是产生所需幅值的一EEPROM编程电压和定时，供调节IC的永久性存储器的编程使用。在电缆中放置编程电压发生器节约了单个的固体电表的成本并提供安全，防止未经核准的现场重新编程。所需的编程电压的特性如图11C所示。
现在来看图5和图5a，这里可变电阻分压器的构成与运算放大器电路38a详细示出了。线路电压互感器20接运算放大器52的同相输入端，运算放大器52与固定电阻54、56以及由电阻串58组成的分压器还有1-of-64多路转换器60形成一个非反相的增益放大器，其增益取决于多路转换器60的设定值。1-of-64多路转换器60借助于把多路转换器的输出(以及运算放大器52的反相输入端)连接到线性电阻串58的64个接点之一来控制电路增益。
图5A更详细地示出了1-of-64多路转换器的功能。分压器58是63个集成的多晶硅电阻串，它有64个互连的接点，包括末端在内，有3倍于某一用“R”表示基本电阻值的总电阻。分压器的输出到单个电阻接点的连接通过三级模拟开关对实现。第一级包括32对开关62、64，第二级包括16对开关66、68，第三级包括16对开关70。
最低的有效开关控制位(LSB)b1是真(高电位)时，使全部开关62闭合，且使全部开关64打开。如此构成了对电阻器58每一其它接点的通路，若b1为假(低电位)，则由电阻58的顶端开始，或若b1为真(高电位)，则由从顶端向下的第一接点开始，这样便使可能的通路的数目从电阻接点数(共64个)减少到32。
用类似的方法b2位的状态控制开关对66和68的状态，将可能的导电通路从32减少到16。
最后，开关对66及68的16条导电通路被由-4线至16线译码器72控制的16个开关(70)选择只剩下一个。B3位到B6位包括1-of-64多路转换器6位增益控制字的较高的4位。
由此可以看出，电阻器58及与其相连的模拟多路转换开关形成-可编程的分压器，当程序输入是二进制数的0时，其“滑动片”在顶端，当程序输入是二进制数63(全部为1)时，其“滑动片”在最低端。
再参看图5，注意到固定的电阻54、56的电阻值为前述的基本电阻“R”的8倍及44倍。按前文给出的1-of-64多路转换器的工作情况，平衡调节方框的总增益是55/(47-(n/21)) V/V其范围为从n＝0时的1.170到n＝63时的1.25(此处n相当于接点数，0……63)。对于每一LSB按n的改变引起的平均增益改变选择为0.105%。实用电表试验系统的分辨力及固体电表理想的最小调整分辨力接近0.1%。
图6说明了相位调节环节40a的详细情况，一个固定的相位滞后的总量由并联连接的集成(IC)电阻串76、外部电阻40b及外部电容40C达到。选择电阻76的总值至少比电阻40b的值大10倍，这样使得总的相位滞后主要由更稳定的外部元件40b、40c确定。这种结构使得电路相位滞后相对地免除了大的初始误差和与IC多晶硅电阻76有关的高的温度系数。
相位调整环节40a的输出驱动乘法器的电压输入32，经过这一组10个模拟开关78(1)-78(10)连接到电阻串76的10个接点之一。每次只有开关78(1)-78(10)中的一个开关闭合。这一闭合的特定的开关由调节接口的4位以及下文要详细描述的存储电路借助于4位到16线译码器74控制。一个辅助开关78(11)用来使监测少于三相的电表的IC电压输出接地。
由这一电路达到的相位滞后这样变化当开关78(1)闭合时接近为0，当开关78(11)闭合时为最大。最大的相位滞后近似计算为相位滞后max＝ (arctan(2×PI×f×R总×C))/(PI) 180×60分此处“R总”是外部电阻40b和总的内部电阻76并联组合值，“c”为外部电容40c，“f”是电力线路的频率。
通过选择外部元件40b、40c的值使可达到的总的相位滞后在一个宽的范围内改变。在内部电阻76的某一数值下，调整增量的值保持固定，因此在调节范围和调节分辨力之间必须寻求平衡。每步接近于2分的调节增量是合适的，因为此值在线路功率因数为0.5并在试验安培数条件下产生接近0.1%的电力校准调节分辨力。
图7详细示出了偏移调节电路50的设计原理。偏移调节电路产生一范围为从一Vref到+Vref的可编程的输出电压，借助位于可变电阻分压器50a外面的由电阻50b组成的“T”型网络将此电压转换成一偏移电流。
负参考电压-Vref可直接从前述的电表乘法器电路得到，不过因为需要一对称的双极性的输出电压，用运算放大器86及与其相连的匹配反馈电阻87产生一正的参数电压+Vref。因此，运算放大器86呈反相放大连接。
相等的多晶硅电阻串(80(1)至80(31)连接于正负参考电压之间，32个模拟开关82，被一个5位至32线译码器84控制，根据从调节接口44及永久存储器42收到的译码器84每位的值，在某一时间内，使开关82中的一个闭合。译码器84如此连接，使得当编程输入为0时，位于最负的电阻接点81处的开关82(1)闭合，当编程输入为二进制计数31(全部为1，即“11111”)时，位于最正的接点83处的开关82(32)闭合。
可以看出，如果由“T”型网络50b给出的负载阻抗远大于电阻80的阻值，在模拟开关80的结点85处的输出电压为V输出＝(－Vref)+n ((+Vref-(-Vref)))/31和相位调节环节的方式类似，在“T”型网络50b的输出89处，总的偏移调节电流范围可通过改变“T”型网络的设计来选择，不过在电阻80数目一定的条件下，调节增量数也是固定的，也就是说将存在一合理的调节设置数，它是大于电阻80数量的一个数。还有，希望选取一偏移调节电流增量(从接点89流出的电流)，它在10%的试验安培数的条件下产生一接近0.1%的电力电表校准增量。
图8详细示出了增益控制48的设计原理，它借助于产生一流经电阻49(见图3)的可调复位电流来控制乘法器组件30的全增益(OVerallgain)。乘法器组件30的转换函数，即输出脉冲是线路22上的能量参数(KVA或VAR)的函数，与复位电流成反比，因此这一转换函数也反比于-Vref。负参考电压-Vref被加到由电阻90(1)至90(128)组成电阻串(90)而形成的电阻分压器及一固定电阻88上。电阻器88、90的有关规格如此选择，使得分压器的系数可从1(Unity)(“滑动片”在分压器顶端时)到0.855(“滑动片”在电阻88和90的结点时)改变。
分压器输出“滑动片”(运算放大器106的非反相输入端)的连接由三级模拟开关92、96、100确定。在第一级92中，开关被分成4组，每组包括32个开关，在第二及第三级96、100中，开关按对分组。第一级92中的4组开关由1个5位至32线译码器104控制，译码器由来自调节接口44的地址信息的最低5位驱动。第一级开关92之后，导通的支路数从128减少到4，较高的两位66、67直接驱动最后的两级开关96、100，并从4条通路中选取一个通路。结果是当n＝0，分压器输出“滑动片”连接于最接近-Vref的电阻接点时，增益为1个单位;当n＝127，分压器输出“滑动片”连接于电阻88及90(128)之间的接点时，产生最低的线路增益。选择编程输入和线路增益成反比的关系，以使电表校准和编程输入之间呈正比关系，这是因为-Vref是在乘法器增益转换函数的分母中。因为电流频率转换器36的复位电路加给全增益电路输出一个大的瞬变负载，采用一由运算放大器106组成的单元增益缓冲器缓冲电阻分压器的输出。在这种应用中，运算放大器106的偏置电压及瞬变响应特性尤其重要，不过对熟悉IC运算放大器设计技术的人员来说，这是容易解决的。
最好将1-of-64多路转换器60的模拟开关控制逻辑、可变电阻分压器40a、可变电阻分压器50a和图3及图5-8中的增益控制48形成在调节IC上，并通过提供给永久性存储器42的位串行信息安排的数据从外部计算机46存取。参考图9可见，由存储器42供给译码器的校准数据是43位码的形式，并且约定A、B、C相的平衡调节位分别是位0-5、10-15及20-25，对图6所示的相角调节位分别是位6-9、16-19及26-29，图7所示的偏移调节位是30-34，图6所示的增益调节位为35-41。最后，位42是一定位凹槽位(detentbit)，它表明是否能实现一“定位凹槽”逻辑函数，从而决定是否来自用户的负电力(negativepowerflow)及流向用户的正电力(positivepowerflow)要被累加。
图11A、11B和11C示出了外部计算机46和调节接口44之间的通讯规约。图11A表明了使用1-of-43数据选择器116(图10)读校准控制线状态的过程，在这一过程中，编程电压(“VPP”和串行输入(“ST”)线被置0。选择特定的接口工作方式的两条控制线“SEL1”和“SEL2”起初也被置0以清除控制1-of-43数据选择器116的计数器118。然后，控制线“SEL1”和“SEL2”被分别置0/低和1/高，以使控制逻辑处于合适方式。当控制线被置于合适状态时，相应于43条控制线的最低位(0位)的逻辑状态出现在“SO”串行输出线118上。使用移位时钟“SCL”线120将串行输出线上的高位的状态计时，在移位时钟波形120的下降沿(尾部边沿)，连续的校正控制线的状态在串行输出线上是稳定的。用这种方式，所有43条控制线的状态，从0位开始到42位都可读入外部计算机。
图11B详细出示了往移位寄存器108写数据的通讯规约。数据可直接加到校正控制线上，或被用来给EEPROM存储器110编程，完成图4和图5所示的永久性存储器42。在整个过程中，控制线“SEL1”、“SEL2”和“VPP”编程电压都被置为0/低。43位校正数据，从0位开始到42位止都串行地进入移位寄存器108定时，全部43位必须被移入寄存器108，不允许部分移入。从0位开始，数据位被串行地置于“SI”串行输入线128上。对于每一位，“SCL”位移时钟线126被定时一次。在移位时钟126上升沿到来之前，串行输入数据必须稳定，且继续稳定到移位时钟下降沿之后。因此当“SCL”为低(静止(quiescent))时数据改变。
图11C详细示出了从移位寄存器108往永久存储器110写入数据的过程。在这过程中，“SCL”和“SI”输入必须保持为低电平，首先“SEL1”和“SEL2”两条控制线都被置0，然后两条控制线被置成高电平，并保持高电平直到程序循环完成且“VPP”回到0为止。在控制线被置成高电平之后，“VPP”编程电压一度跃变为高电平，其脉冲形状取决于在EEPROM存储器采用的特定设计技术。一种典型的编程脉冲的长度(图11C中“t3”)为20毫秒(msec)。在编程脉冲“VPP”之后，控制线SEL1和SEL2回到0，从而结束编程周期并将对内部43来校正控制线的控制转向EEPROM存储器输出。
来自外部计算机46的43位串行数据被加到移位寄存器108，如图10所示。这是一43位串行输入并行输出寄存器，其输出连接在43位EEPROM110和1-of-2通道多路转换器112的43位的一个输入通道上。多路转换器112的其它输入由EEPROM110的输出获得。多路转换器112、移位寄存器108及EEPROM110由控制逻辑114按照从外部计算机46得到的数据(图4)进行控制(1)将来自移回寄存器108的43位数据送入EEPROM110;
(2)将来自移位寄存器108的数据，经多路转换器112送到模拟开关;或(3)将来自EEPROM110的数据，经多路转换器112送入模拟开关。
一个1通道对43通道的多路转换器116及计数器117，其功能是作为一并行一串行转换器，被用来将控制线的控制状态读回外部计算机。借助于计数器118的输出将多路转换器116的输出连接于43个开关控制线之一上，依次由计算机46提供的信号定时，并响应于数据写入移位寄存器108或EEPROM110被复位。
一般地说，经多路转换器112供给模拟开关的数据由EEPROM110提供，在控制逻辑114控制下的这些数据最初从计算机46供给到非永久性移位寄存器118，暂时存储下来，然后送入EEPROM。不过为了试验校正电路，最好从移位寄存器108直接供数据给开关，而不从EEPROM，因为往非永久性移位寄存器写入数据可以用比20毫秒还快地来完成，20毫秒的滞后是为EEPROM的当前状态编程需要的。而且因为在EEPROM失效之前可以被写入的次数是有限的，所以最好通过非永久性移位寄存器108而不通过EEPROM110来进行校正电路的试验。
调节IC及有关的电表的设计允许至少有三种不同类型的电表校正方法。在“闭环”的全自动的校正方式中，外部计算机控制通过被试电表(MUT)的输出脉冲频率与标准电表的输出脉冲频率(两个电表的负载已知)来检查被试电表的电力校准性能，进而通过改变调节ICEEPROM存储器内的数据对电表校正开关进行所需的校准改变。
也可以半自动地实现MUT的校准，技术人员分别测量相对于标准电表的MUT的性能，并将综合的性能测量(以校准百分数表示，完全校准的电表为100%)输入外部计算机，然后外部计算机和软件确定按被试验的特定性能参数达到100%校准所需的校准开关的改变，并相应地改变EEPROM程序。
另一种电表校准方式称为人工校准方式，按照“半自动操作”中所描述的方法，技术人员试验电表校准，对校准数据的百分数作出解释，独立地确定达到100%校准所需的EEPROM位的改变，使用计算机和软件将新的控制量送入EEPROM存储器。
本申请描述的固体电表的校准功能良好，而且是确定的。不过，几种电表校正参数的调节(例如元件平衡、全增益)被其本身的性质所相互影响。显然，对熟悉电表调整过程的人员而言，不论由计算机自动地实现还是通过技术人员来实现，调节过程至少在某种程度上是重复的。
权利要求
1.一种改进的用于电表的电力测量校正系统，所述电表包括确定线路能量利用参数的信号处理电路，通过测量线路电流和电压，响应这一测量，得到关于所述能量参数的输出信号，由于分布在所述信号处理电路中的增益、相位以及偏移误差，在所述输出信号中势必存在误差，所述的改进包括(a)多个互连的电阻器；(b)多个与所述多个电阻器互连的电控开关，从而形成可变电压分配网络，其输出电压分配值取决于所述开关的接通与断开；(c)由所述电压分配网络获得代表为校正所述误差之一所需的校正量的信号的装置；(d)连接所述可变电压分配网络的输出到所述信号处理电路的装置，用于供助校正所述电路，来校正所述误差之一。
2.如权利要求1所述的校正系统，所述电气控制开关由晶体管开关组成。
3.如权利要求2所述的校正系统，所述每个晶体管开关的状态由储存在永久存储器内的数据控制。
4.如权利要求3所述的校正系统，所述的多个电阻器串联连接，它们之间有结点，所述的多个开关被一起互连在所述结点上，因而从与所述结点中的一个特定结点相连的所述开关上得单一的输出信号。
5.如权利要求4所述的校正系统，存储在所述永久性存储器的数据代表一特定结点，所述开关的所述单一输出要连在这一结点上。
6.如权利要求5所述的校正系统进一步包括一计算机装置，用于为所述永久性存储器编程，从而在所述永久性存储器中存储数据，所述数据代表相应于为校正至少一种所述误差所需的电压分配器的一组分压比。
7.如权利要求6所述的校正系统，包括一串一并接口装置，用于连接所述计算机装置之间的开关控制数据的串行流与所述永久性存储装置。
8.如权利要求7所述的校正系统，所述串一并接口装置包括一非永久性移位寄存器。
9.如权利要求8所述的校正系统，包括一多路转换装置，用来从所述开关装置以及选择性地从所述非永久性寄存器和所述永久性存储器之一建立一信号通路。
10.如权利要求9所述的校正系统，所述多路转换装置包括响应指示所述电表的运转方式或试验方式的控制信号，以便选择所述信号流道路。
11.如权利要求8所述的校正系统，包括读取所述多路转换器装置的输出的装置，以便确定所述开关的状态。
12.如权利要求9所述的校正系统，进一步包括用于连接所述多路转换器装置和所述电控开关的译码器装置。
13.如权利要求12所述的校正系统，所述译码器装置包括对以下形式的数据字进行译码的装置位 内 容容0 A相平衡调节 (LSB)1 A相平衡调节2 A相平衡调节3 A相平衡调节4 A相平衡调节5 A相平衡调节 (MSB)6 A相相位调节 (LSB)7 A相相位调节8 A相相位调节9 A相相位调节 (MSB)10 B相平衡调节 (LSB)11 B相平衡调节12 B相平衡调节13 B相平衡调节14 B相平衡调节15 B相平衡调节 (MSB)16 B相相位调节 (LSB)17 B相相位调节18 B相相位调节19 B相相位调节 (MSB)20 C相平衡调节 (LSB)21 C相平衡调节22 C相平衡调节23 C相平衡调节24 C相平衡调节25 C相平衡调节 (MSB)26 C相相位调节 (LSB)27 C相相位调节28 C相相位调节29 C相相位调节 (LSB)30 偏移调节 (LSB)31 偏移调节32 偏移调节33 偏移调节34 偏移调节 (MSB)35 增益调节 (LSB)36 增益调节37 增益调节38 增益调节39 增益调节40 增益调节41 增益调节 (MSB)42 停止 (detent)
14.如权利要求8所述的校正系统，包括响应输入指令信号的指令信号译码装置，用于选择性地建立所述非永久移位寄存器及所述永久存储器读与写的工作方式。
15.如权利要求1所述的校正系统，包括连于所述电力线路上为获得电流电压测量信号的测量装置，用于将所述电流电压测量信号相乘以获得一模拟线路能量参数测量信号的乘法器装置，以及转换装置，它把所述模拟线路能量参数测量信号转换成具有与其幅值相关的频率的输出信号。
16.如权利要求1所述的校正系统，其中所述的电阻器由多晶硅制成。
17.如权利要求16所述的校正系统，其中所述的多个互连的电阻器、所述的多个电控开关、所述的从其电压分配网络获得信号输出的装置、以及把所述可变电压分配网络的输出信号和所述信号处理电路连接起来的装置都制成在一单块集成电路上。
18.如权利要求17所述的校正系统，其中所述的单块集成电路包括一个以上的所述多个互连电阻器、所述多个电控开关，所述从电压分配网络获得信号的输出装置，及把所述电压分配网络的输出信号连接到信号处理电路的装置，从而使所述单块集成电路可以同时校正一种以上的所述增益、偏移和相位误差。
19.如权利要求18所述的校正系统，其中所述的单块集成电路进一步包括一永久性存储器，用来储存控制每个所述开关的数据。
20.一种用于电表的改进电力测量校正系统，这种电表包括信号处理电路，用来通过电力线路电流电压的测量，并由此测量获得关于所述能量参数的输出信号，从而确定线路能量利用参数，由于分布在所述信号处理电路内的相位误差，在所述输出信号中势必存在误差，所作的改进包括(a)一个由多个互连的电阻器构成的可调的电压分配器网络及与其相连的多个电控开关，从而形成一个可变的电压分配器网络，所述可变电压分配器网络有一个取决于所述开关通断状态的可变的分压比，所述可调的电压分配器网络被制成在一单块集成电路上;(b)一个由电阻和电容串联组成的低通网络，所述低通网络的电阻与所述可调电压分配器网络并联连接，所述电阻的值远小于所述电压分配器网络的总电阻值，从而使得电压分压比的变化引起在电压分配器网络的“滑动片”和所述低通网络的电容器的未与所述低通滤波器中的电阻器相连的端子间的测量电压相位随所述电压分压比成比例地改变。
21.如权利要求15所述的校正系统，其中所述的转换装置包括一参考电压源，所述的连接装置包括用于将一个所述电压分配器网络连接在所述参考电压源和所述转换装置之间的装置，从而提供所述信号处理电路的合成增益调节。
22.一种电表的校正方法，其中电表包括信号处理电路，用来借助电力线路电流和电压的测量并由此获得与能量利用参数相关的输出信号从而获得线路能量利用参数的测量，由于分布在所述信号处理电路中的增益、相位和偏移误差，在所述输出信号中会存在误差，所述电表还包括一电力测量校准设备，该校准设备包括集成电路;制成在所述集成电路上的多个电阻;制成在所述集成电路上的由晶体管组成的多个电控开关装置，所述晶体管与所述多个电阻器互连，从而形成取决于所述晶体管各种状态的可变电压分配器网络;制成在所述集成电路上的永久性存储器装置，用来存储相应于所述晶体管的通断状态的数据;用来将所述来自永久性存储器的控制信号连接到所述晶体管的装置;以及用来连接所述可变电压分配器网络与所述信号处理电路的装置，该方法包括下列步骤(a)测量所述信号处理电路的校准误差;(b)根据所述校准误差的测量值计算所述信号处理电路的多个校正电路的每一个校正电路所需的校准量;以及(c)根据所述的校准量控制所述晶体管的通断状态，从而减少所述的校准误差。
全文摘要
一种用于固体电表的校正电路，包括制成在集成电路上的多个电阻器，电阻借助于电控开关，例如MOSFETS的片内陈列连接到驱动电表的信号处理电路，电阻器组成了一可变电压的分压器网络，用来补偿电表分布在信号处理电路中的相位增益和偏移误差。在电表的试验期间，可变电压分配器网络的值可以用数字计算机自动地确定，或由技术员半自动地确定，从而确定陈列中各个晶体管的通断状态。
文档编号G01R21/06GK1043003SQ8910670
公开日1990年6月13日 申请日期1989年7月15日 优先权日1988年7月15日
发明者戴维·马·康珀, 法罗夫·坎达哈巴迪 申请人:圣加摩威斯坦公司