编码孔径雷达（car）信号的处理方法及装置的制造方法
【专利摘要】一种雷达系统，其对所接收的雷达信号使用编码孔径雷达处理，该雷达信号是由视场中的一个或多个物体反射出，该视场反射了通过K次扫描、每次扫描包括Q个频率阶跃的覆盖视场的发射信号。对于II型CAR，发射信号还包括每频率阶跃对应N个调制码。所接收的雷达信号由多个二进制调制器调制，其结果被用于一混合器。对于在一组Q·K（用于I型CAR）或Q·K·N（用于II型CAR）的复数据样本中的采集结果，混合器的输出分布于多个数字通道，每个数字通道对应一个期望的波束方向。对于每个通道，复数字样本按一个样本接一个样本地与一复信号掩码相乘，各通道的复信号掩码不同。
【专利说明】编码孔径雷达(CAR)信号的处理方法及装置 相关申请的交叉引用
[0001] 本申请要求2013年12月6日提交的、名称为"编码孔径雷达信号的处理方法及装 置"的美国临时专利申请No. 61 /912，990的优先权和权益。该美国临时专利申请No. 61 /912， 990的公开内容以引用的方式并入本文。本申请还要求2014年12月4日提交的美国专利申请 No. 14/561，111的优先权和权益，其全部公开内容以引用的方式并入本文。
[0002] 本申请涉及06/07/2012提交的美国专利申请No. 13/490,607,该申请名称为"编码 孔径波束分析方法及装置"，其公开内容以引用的方式并入本文。
[0003] 本申请也涉及2012年12月21日提交的美国专利申请No. 13/725,621，该申请名称 为"编码孔径波束分析方法及装置"，其公开内容以引用的方式并入本文。
[0004] 本申请还涉及与本申请同日提交的美国专利申请No. 14/561，142(承办代理人文 卷号628971-7)，该申请名称为"降低编码孔径雷达噪声的方法及装置"，其公开内容以引用 的方式并入本文。 关于联邦资助研究或开发的声明
[0005] 无
技术领域
[0006] 本申请涉及编码孔径雷达(CAR)混合器输出信号的处理方法和装置，用以在短时 间内通过相对简单的数字电路对散射体的距离、速度和方位角进行估计。通过将信号样本 与储存于存储器中的"信号掩码"相乘，每个信号掩码对应一特定波束方向，然后使用传统 方法(例如快速傅里叶变换FFT)来处理相乘的结果数据，产生每个波束位置的距离/速度信 息，藉此可以有效地处理CAR信号。
【背景技术】
[0007] CAR是一种尚未以集成电路形式实现的新技术;因此，未有先验方法和硬件可用来 处理CAR信号。
[0008] CAR信号处理的最直接的方法是利用匹配滤波器技术，这是一种常用的雷达信号 处理方法。该技术包括使接收到的信号与参考信号库关联，每个参考信号对应处于特定距 离、速度和方位角的散射体。由于散射体处于参考位置，当接收到的信号包含一成分，以及 表示处于参考位置的散射界面的强度，，将产生很强的输出。这种技术虽然有用，但通常需 要具巨大存储量的存储器来储存参考信号，以及需要大量的计算来执行(例如) CRJ中的关 联。
[0009] 相较于传统的数字波束形成雷达，本发明极大地减少了计算时间和/或降低了数 字硬件的复杂度，这对大型阵列更有优势。数字波束形成阵列在每个阵列元件后占用单独 的接收器和模拟-数字转换器(ADC)。然后，对大量的输出信号进行数据化，并通过形成元件 信号的线性组合来产生所需特性的指向性波束。该技术需要对来自跨越阵列的所有元件的 数字信息进行加权与合并，对每个波束位置进行单独的线性组合。由于基本数字计算(例如 乘法)使速度受限，导致了大型阵列的高计算密度以及显著延迟。
[0010] -种方法是尝试通过在数字硬件中实现加权和组合来减少计算时间，从而并行地 执行计算。然而，数字波束形成对来自所有元件的信号进行组合的这一事实，造成了高度复 杂的组合网络，其在阵列变大、尤其当阵列是二维(2D)阵列时，将很快就不可行。
[0011]由于CAR的距离、速度以及空间信息相互依赖，使用一组简单的乘法然后利用FFT 来产生对距离、速度及方位角的估计，这并非显而易见。
【发明内容】
[0012] 根据本发明的一个方面，提供一种从发射雷达信号的雷达发射器的视场内的一个 或多个物体反射的雷达信号的处理方法。该方法包括:通过多个受控于二进制编码数据的 二进制移相器，接收和调制从一个或多个物体反射的雷达信号，以产生一组调制信号;通过 用于产生同相输出信号和正交输出信号的混合器，将所述调制信号相加，并进行下变频，优 选为下变频至基带，其中，同相输出信号和正交输出信号被一个或多个A/D转换器采样并数 字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于视场的一次采集期间混合器生成的同相输 出信号和正交输出信号;将对应于混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值 和虚部数值分送到若干通道，通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数量， 并且每个通道具有与混合器输出的数字化的同相信号和正交信号相对应的实部数值和虚 部数值;利用每个通道中的实部数值和虚部数值作为被乘数，信号掩码的实部数值和虚部 数值作为乘数，执行复数乘法，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且每个通道选择的信 号掩码用于产生具各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的相乘结果具有实部和 虚部，相乘结果或者相乘结果之和对应于视场的采集，其至少概念上可组成二维集合或者 二维矩阵，且该集合或矩阵的每列对应发射雷达信号的频率阶跃，矩阵的每行对应发射雷 达信号的不同次扫描;采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，将所述相乘 结果或相乘结果之和的实部和虚部转换为所述集合或矩阵，其中集合或矩阵的转换数据的 每个位置反映所述视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，矩阵的转 换数据的每列表示距离单元，转换数据的每行表示速度单元。
【附图说明】
[0013] 图1示出了CAR的框图，为简单起见，仅于接收侧有CAR编码。
[0014] 图2描绘了可以使用于雷达发射器中的一系列重复的相同频率阶跃，其中该一系 列重复的相同频率阶跃尤其方便用于下文将讨论的典型I型CAR编码技术。
[0015] 图3描绘了可被用来实施本文所讨论的I型CAR编码的数字硬件的功能框图。
[0016] 图3a更具体地描绘了图3的数字硬件的功能框图。
[0017]图3b示出了CAR处理的另一实施例，其中（天线元件的一个子阵列中的）多个天线 元件共享单一的1位(Ι-bit)移相器。
[0018] 图3c示出了本文描述的CAR处理技术的另一实施例，其中天线元件和1位移相器之 间保持一对一的关系，但是，其中，天线元件的输出被向下相加至一个以上的端口，这些端 口通过一个以上的A/D转换器各自地被数字化。
[0019] 图4描绘了一系列重复的相同频率阶跃，其中，每个频率阶跃使用N个码，优选地，N 等于视场内合成波束的数量，其尤其方便用于下文将讨论的II型CAR编码。
[0020]图5示出了可被用来实施本文所讨论的II型CAR编码的数字硬件的功能框图。
[0021 ]图6是常规数字波束形成(DBF)雷达的框图。
【具体实施方式】
[0022] 图1示出了CAR的框图，为简化所使用的硬件，仅于接收侧有CAR编码。与雷达发射 器11相关的天线元件11a发射雷达信号9。雷达信号9覆盖视场(F0V)，且F0V内的一个或多个 物体散射出能量，其中散射能量8通过与雷达接收器相关的接收雷达天线元件12而被接收。 在一些实施例中，雷达发射器和雷达接收器可以共享天线元件(其采用适当的开关，将接收 器从通常由发射器发射的相对高的能量信号隔离开，以防止该高能量信号损坏接收器）。实 现时，接收雷达天线元件12的阵列优选为二维阵列，但是对于分析和仿真，一维阵列则更为 方便，且其可在实现中使用。
[0023] 采用通过多个二进制（1位)移相器10中的一个，将每个接收信号移相(调制)0度或 180度，每个二进制移相器优选地邻近或几乎紧挨与之相关的一个天线元件12。根据控制字 的状态，所接收的散射信号由此而移相(或不移相），一位控制字应用于每个二进制移相器 1〇(从而控制所接收的散射信号是否进行180度移相(或不移相））。在所描述的实施例中，移 相器18的下游移相信号随后在14处相加到一个RF输出端口。控制字可以称为孔径码，因此， 移相器18的下游移相信号在本文中可以称为"孔径编码"。加法装置14的RF输出端口处的RF 信号首先被可选的低噪声放大器(LNA)放大，然后被混合器16下变频(优选为下变频至基 带），并通过模拟-数字转换器(ADC)18数字化。
[0024] 接收侧的CAR解码可以使用许多可能的发射信号9,但是，包含一系列重复的相同 频率阶跃的发射信号9,是一种尤其方便的信号，如图2所示，其中q为一次扫描中频率阶跃 的索引，k为一次采集中扫描的索引。从而发射信号9的频率可以由一系列的相同阶跃组成， 其按每次采集k次扫描、每次扫描Q个阶跃、及每一阶跃有一或多个码来重复。这种类型的信 号适于相对短距离的物体，以便总的（信号9和8的）往返延迟时间优选地比发射信号9的扫 描周期短很多。对于这类发射信号，可以采用前述两种方法之一来实现孔径编码方案。
[0025] 在I型CAR编码中，对于每个频率阶跃，可以使用单独的编码(每次频率扫描的单独 编码可以认为是相同编码重复于一特定扫描的特殊情况）。在II型CAR编码中，一个频率阶 跃期间发射一组的N个码，并于每个阶跃和每次扫描重复此。不同阶跃和/扫描中的编码可 以相同或者不同，但是在一优选实施例中，其为相互正交的重复码。分别考虑这两种编码类 型的数字实现，为简单起见，只考虑接收侧的编码，但是本发明也同样适用于发射侧的编 码。如果在发射侧有处于不同距离的若干对象散射，本发明在接收侧更容易实现，因为信号 将在不同时间被接收。通常，到达物体并返回的往返行程延迟将比每个频率阶跃的持续时 间长，所以接收信号的持续时间延长。这需要更复杂的相关处理。所有目标仅在接收侧同时 编码，因此可以使用更简单且更有效的FFT处理。 I型CAR编码
[0026] 对于距离r、径向速度v(请注意速度v无下标，而混合器电压^有下标）、及角位置 Ω的单个的理想散射体，每个频率阶跃用不同编码的混合器输出电压的形式为
[0027] 其中，(^是角频率阶跃，△ t(在指数中）是各频率阶跃的持续时间，v(在指数中） 是速度，m是时间索引，V是取决于各种雷达参数例如发射功率、雷达横截面、天线增益等的 振幅。第η个天线元件产生的复数域阵列表示为&( Ω )，其中Ω是球形坐标角θ,φ的简化符 号。然后，接收元件、移相器和求和网络产生的复数域阵列可被写为
其中Sm,n是"编码矩阵"，定义为从第η个天线元件10到求和网络14输出的第m个编码的 复传输系数(即S21)。
[0028] 定义Q为每次雷达扫描的频率阶跃的数量，K为每次采集的扫描次数。实现时，选择 参数Q和K来提供所需数量的距离单元和速度单元。时间索引m可以用频率阶跃q和扫描k的 索引来表示，m = q+kQ。距离分辨率和速度分辨率由下式给出
[0029] 在数学上，距离变量和速度变量包含正值和负值，即使负的距离变量实际上没有 意义，因此，（由奈奎斯特准则确定的)最大距离和最大速度由下式给出
[0030] 首先通过将混合器信号乘以一组"信号掩码" Sm( Ω '）（注意小写字母s)，获得式1 的混合器信号的距离、速度和方位角的估计值，各信号掩码用于各所需的接收波束方向 Ω，：
[0031] 然后将混合器电压采样调整为具有索引q和k的矩阵形式，q表示发射信号的相应 的频率阶跃，k表示相应的扫描。因此，信号掩码之后的矩阵值可以通过下式表示
[0032]接着，将式5a乘以参考距离r'和参考速度ν'的函数匕,!^'，〇，将索引(1和沾勺所 有的值相加，形成模糊函数：
[0033]模糊函数的峰值表示波束方向Ω '内强散射体的距离值和速度值。可以使用本领 域技术人员公知的传统方法，将视场的天线阵进行离散化，得到离散的波束方向Ω =Q'S， 该传统方法依赖于阵列的详细设计(孔径大小、元件尺寸等）。有撇号的方向（Q's)表示雷达 在哪儿寻找散射体。无撇号的方向（Ω)是实际散射体的方向。请见式1。当存在许多散射体 时，像本领域技术人员所公知的那样，由于雷达接收器具有线性响应，来自各散射体的贡献 相加。
[0034] 一旦确定波束方向，有许多方式供选择函数Sm,s=S m(Q 's)。一种方法是使用式1的 信号的空间部分的共辄：
[0035] 另一种方法是使用编码矩阵的伪逆来获得元件信号的估计值，然后用振幅衰减wn 对估计值加权以进行旁瓣控制。对于这种情况，其选择是：
其中（sHsrW是编码矩阵的伪逆。
[0036] 还有许多方法可用来选择能估计距离和速度的函数^^(，^。，但这与传统雷达 中使用的处理方法相似，可以使用这些传统方法中的任一种。对于匹配滤波器处理器，函数 f由下式给出：
[0037] 实际上，在通常是网格的离散点处选择参考距离r'和参考速度ν'。对距离和速度 的离散化，产生俗称的"距离单元"和"速度单元"。当将掩码的数字采样乘以式8a中的函数， 并将式6中q和k的所有的值求和时，对2D矩阵的数字值%#进行数学变换。变换的结果是 得到每个波束方向Ω 's的模糊函数矩阵，Ω 's的两个脚注是指特定的距离单元和速度单元， 相应的幅度表示在该距离单元和速度单元中物体的散射强度。由于优选地使用线性调频扫 描发射雷达，以及将速度空间和距离空间划分为相同大小的单元，可以证明，式8a在数学上 与2D快速傅里叶变换(FFT)非常相似，所以可以使用2DFFT来替代式8a所示的匹配滤波函数 而误差可略。
[0038]为简化讨论，假定用匹配滤波器处理来确定发射雷达的视场内物体的距离、径向 速度和方位角。实际上，使用FFT而非真的匹配滤波器来处理距离/速度，在处理时间和硬件 复杂度方面将更为有效。但是，这种方法对于短距离雷达是有用的，其中往返时间延迟相对 小于扫描周期(例如在汽车雷达中，小于单个扫描周期的例如10%)。虽然通常优先使用FFT 来处理距离/速度，但是，由于这对本领域技术人员是公知的，所以，为便于讨论说明，在此 不做详述。由于选择使用匹配滤波器的方法更容易被呈现和理解，所以将在下文描述。 [0039] 对于用匹配滤波器处理距离和速度，在根据式5应用波束掩码之后，将掩码的数字 数据采样^的序列排列为矩阵形式？^>，并通过将矩阵元素乘以相因子来对矩阵进行 变换，然后对所有的采样进行求和，其中相因子是（由式8a给出的)距离r'、速度ν'的物体的 相位的共辄。结果是得到模糊函数，用于估计散射体在距离r '、速度v '及方位角Ω '的强度。
其中知=r-r'和心=v-v'分别是物体距离和参考距离的差值以及物体速度和参考速 度的差值，并且假设用式7来选择波束掩码。
[0040] 为了解释该处理方法在参考距离、参考速度和参考角度分别等于物体距离、物体 速度和物体角度时产生尖锐的峰值，假设编码矩阵包含+1或-1的值，出现+1或-1的概率为 50%。在一优选实施例中，编码矩阵选择这种设置，但是也可以选择其它设置，例如避免列 的值相等的MXM的哈德玛德矩阵的N个列。接着解释模糊函数具有平均意义上所需的特性。 如果编码矩阵的第m排第η列的值表示来自第η个天线元件通过二进制移相器到求和网络的 无损耗输出的散射参数，情况(理想的情况)将是这样的，将编码矩阵进行缩放，使得任一行 的平方和一致：
其中，￡111,11为50%概率的+1或-1。需要注意的是，〈￡111, 1^111,11，> = 511,11，，其中括号〈〉表不整 体平均值。此外，为简化数学式，使用单个索引m = q+kQ。通过式2将式10插入式9,然后计算 整体平均值可以得到：
[0041] 这与常规雷达传感器所用的模糊函数的形式相同。对m求和产生距离和速度的估 计值，峰值为Sr = δν = 〇。优选地，使用FFT而不是匹配滤波器方法来处理波束掩码信号 l，FFT是雷达信号处理领域众所周知的技术。优选使用FFT方法来处理是由于低延迟以 及硬件的有效利用。对η求和，产生具有均匀加权孔径的天线阵的角度波束图型，作为Ω '函 数，其位于Ω处有峰值。因此，已经证明了，本文所公开的I型CAR处理，平均来说，给出了与 常规雷达信号处理相同的信息。如果采用FFT处理方法而非匹配滤波器处理方法，所得结果
相似，这是因为FFT的复指数与匹配滤波器所用的函数 几乎相同，而处理速度将会降低。虽然I型编码产生的结果于平均意义上与传统雷达相同， 但是模糊函数关于平均值波动，产生称为残余模糊(有时称为乘性噪声）的效果。这种效果 使所计算的距离、速度和角度等雷达估计值增加了伪随机"噪声"，而该伪随机"噪声"可以 通过II型编码来减少，如下文所述。CAR的主要优点在于，提供与传统雷达相似的结果，而该 结果可以仅使用单个收发器、若干二进制（相对于多必特)移相器、以及单次采集中收集的 数据计算出的距离、速度与方位角估计值来获得。
[0042]这种I型CAR处理方法在概念上可以在图3的功能框图所示的数字硬件中实现，或 者可以在软件中实现。即使是在软件中实现，而软件理所当然地需要硬件，用于实现图3的 硬件组件可以包括一个或多个通用CPU，还可以包括一个或多个专用集成电路(ASICs)，其 设计为用于处理FFT处理，这比仅使用一个或多个CPU更容易。
[0043]在混合器输出信号被模拟-数字转换器(ADC) 18数字化之后，该数字信号被分成S 个并行通道，通道和待并行处理的波束方向一样多。因此，S个并行通道中的每一个对应单 个合成的波束方向。对于每个通道，首先应用信号掩码函数20〇... 20η，其是将每个复信号 采样与储存于存储器的复信号掩码数Sm,s(m为采样信号的索引，s为波束方向通道的索 弓丨）进行相乘。混合器16具有同相（I)输出和正交(Q)输出，使得混合器信号样本为复信号， 从而信号掩码函数2(h. . .20^中的数字乘法为复数乘法。请参见图3a，其中所示的混合器 16具有分离的I输出和Q输出，每个输出分别用于不同的ADC18i和18q。单个ADC18在本领域 中通常耦接具有I输出和Q输出（例如图3和图3c的实施例中）的混合器，可以理解，I通道和Q 通道都被数字化。
[0044] 在信号掩码用于20q. . . 20s-i后，Μ个信号样本被分成（至少在概念上)K行，每行Q个 样本。优选地，将2DFFT应用于框24〇. . . 24s-!处的数据矩阵。M = Q倍的Κ，S可以单独选择，但 通常等于天线元件10的数量。在框24ο. . .24^处的FFT之后，沿着每列的元件产生特定速度 于各种距离值时的散射强度，而每行的元件为每个距离单元给出于各种速度值时的散射强 度。处理得到物体散射强度于距离、速度和方位角的所有组合的估计。本文所用的字"复"具 有数学意义，也就是说，相应的值具有实部和虚部。
[0045] 优选地，天线元件10和移相器12之间存在如图3所示的一对一关系。但是，在一些 实施例中（请参见图3a)，若干天线元件10组合在一起(在子阵列10 SA中相加)然后耦接到单 个移相器12,这也是可能的。这种方法的缺点在于元件图型中出现了栅瓣，因为子阵列彼此 间隔的距离大于λ/2(其中λ是雷达系统的标称频率的波长）。由于栅瓣使得增益减小，或是 在不必要的方向中产生或接收到寄生辐射，所以是不合需要的。图3a实施例的优点是成本 低。
[0046] 图3c示出了本文描述的CAR处理技术的另一种实施例，其中天线元件和1位移相器 之间仍然保持一对一关系，但是，天线元件的输出被向下相加到一个以上的端口，这些端口 各自被一个以上的A/D转换器18数字化。这种方法的优点是，由于有一个以上的接收通道， 每个通道各自收集能量，所以提高了信噪比。缺点是增加了成本。
[0047]图3、图3b和图3c中只示出了少数天线元件10和移相器12,应当理解的是，在一些 实施例中，天线元件10和移相器12的数量可以非常大。 II型CAR编码
[0048]在II型CAR编码方案中，每个频率阶跃的发射期间使用N个码，如图4所示，其中N优 选地等于1位移相器的数量。虽然N个一位发射码可以按应用于1位移相器12的一位接收码 相同的方式来选择(例如，该选择可以是，伪随机选择），但是所得到的两个矩阵不应当选择 同一个。此外，由于收发码组合仅仅是不同的发射码和接收码的乘积(雷达响应正比于发射 调制和接收调制的乘积，这是本领域技术人员公知的），所以整个编码矩阵是发送码矩阵和 接收码矩阵的逐个元素的乘积。因此应当确保整体编码包含线性独立的列。
[0049] 使用比1位移相器12更多数量的编码不会进一步减少残余模糊，然而使用比1位移 相器12更少数量的编码虽然不会消除残余模糊，但会降低它。这些N码(发射端）以及应用于 于1位移相器12的二进制控制数据是单一位的随机码，例如哈达玛德码、伪随机码等。这N个 码重复于发射期间的每个扫描的每个频率阶跃。虽然每个频率阶跃也可以使用不同的编 码，但是这是不必要的。在下文的一优先实施例中，假定相同的一组N个码用于所有的频率 阶跃和扫描。对于在距离r、径向速度v及方位角Ω的单个理想的散射体，具N个码的每个频 率阶跃的混合器输出电压具有如下形式
其中，η为码的索引，〇^是角频率阶跃，At现在为每个码周期的持续时间，V是幅度，其 依赖于各种雷达参数，例如发射功率、雷达横截面、天线增益等。应当注意的是，信号的总长 度是匪(M的N倍)个信号样本。
[0050] 为处理这个信号，首先在每个期望的波束方向Ω '之前应用信号掩码8η(Ω '），但 现在是将每组的Ν个码的结果相加，形成长度为Μ的一组信号，每组信号用于每一波束方向：
[0051] 此过程与I型编码的几乎相同，唯一的不同在于，在乘以信号掩码后，将Ν个连续的 掩码信号样本相加。这一额外的求和运算对于所增加的额外的复杂度微不足道。信号掩码 值可以按与I型信号相同的考虑因素进行选择。一种通常的做法是，选择数量与波束方向S 的数量相等的Ν个码，使得S n,s = Sn( Ω 's)，形成方阵。一种优选实施例中，也可以选择正交的 方形编码矩阵。
[0052]为说明这种编码方案及处理方法的结果具有所需的特性，将式12代入式13,并使 用信号掩码
的匹配滤波器选择：
[0053]对于实际的雷达，总的采集时间要设计为足够短，以使得最快的目标不会穿过多 个距离单元(优选为仅一个），因为移动会模糊雷达响应。基于这一事实，在单个码的持续时 间A t期间，该移动通常是小到可以忽略。根据式14,如果保证
那么式14中依赖η的最后一个指数因子可以因极小的误差而被忽略。使用式2和式3,则 式5的条件可以表示为实际中常常被满足的条件： Q?3i,(式 16) 假定是这种情况，并且利用选择的正交编码矩阵这一实例，以便SHS = I/N，其中I是单 位矩阵，每个波束方向的Μ个掩码信号变为
[0054] 然后这些信号被组成矩阵形式，并通过FFT(或其它一些方法)进行处理，以提供如 上所述的距离/速度信息。为简单起见，使用匹配滤波器方法。将式17与式9的相因子相乘， 得到模糊函数
其与式11相同，但是这个结果不包含I型编码的伪随机变量(即残余模糊）。应当指出的 是，数字处理硬件的实现几乎与上述及图3所示的I型编码相似，除了每个通道仅需要一个 额外的加法器。
[0055] 相比常规数字波束形成(DBF)雷达(图6所示），CAR的一个主要优点在于，其简化了 数字处理，尤其是采用本发明实现时的数字处理。DBF雷达使用单独的接收器，且在每个接 收元件后使用ADC。可以使用中央处理器单元(CPU)来处理所有元部件的数据，以在期望的 方向合成波束，并(经常)使用FFT来提供距离/速度信息。为提供DBF和CAR的对比，请注意使 用与上述CAR相同类型信号的数字波束形成阵列的N个混合器输出信号：
[0056] 虽然其与式12形式相似，但指数的含义不同。这里下标η指的是天线元件，At是频 率阶跃的持续时间。gn( Ω )是第η个天线元件的复天线方向图。为形成单个波束，必须对所 有单位信号应用一组权重，并求和，且应重复于每个波束位置。对于匹配滤波器波束形成， 按下式加权单位信号：
然后使用FFTs或本领域公知的其它传统的距离/速度处理方法来处理所得的加权信 号。图5的框24〇. . .24η处以框图形式示出了传统的FFT处理，这里将进行更详细的讨论。
[0057] 这种II型CAR处理方法在概念上可以采用图5所示的数字硬件的功能框图实现，或 者可以在软件中实现，该软件可以使用一个或多个通用CPU，还可能使用如上述的图3的一 个或多个ASICs。图5与描述了 I型CAR处理的概念性实现的图3非常相似，但是图5中增加了 图3中没有的一组方框22(). . .22^，而这组方框对II型CAR处理是有必要的。另外，这两幅图 基本相似，并且使用相同的元件标号来指代I型CAR和II型CAR中元件。
[0058]在图5中，模拟-数字转换器(ADC) 18对混合器16的输出信号数字化之后，该数字信 号被分成S个并行通道，其与待并行处理的波束方向一样多，如I型CAR的处理那样。因此S个 并行通道中的每一个对应单个合成波束位置。对于每个通道，首先应用信号掩码函数 20〇. . .20η，其是将每个复信号采样vm与储存于存储器的复信号掩码数Sm,s(m为采样信号的 索引，s为波束方向通道的索引）进行相乘。。混合器16具有同相（I)输出和正交(Q)输出，使 得混合器信号采样为复信号，从而信号掩码函数2(h. . .20η中的数字乘法为复数乘法。请 参见图3a，其中所示的混合器16具有分离的I输出和Q输出，每个输出分别用于不同的 ADC18 i和18q。单个ADC18在本领域中通常耦接具有I输出和Q输出（例如图3、图5和图3c的实 施例中）的混合器，可以理解，I通道和Q通道都被数字化。
[0059]在信号掩码用于20o. . .20s-i后，Μ个信号采样被分成（至少在概念上)K行，每行Q个 样本。优选地将2DFFT应用于框24ο. . .24^处的数据矩阵，正如I型CAR实现的那样，除了在 信号掩码用于20ο. . .20^后，将N个数据采样在框20ο. . .20^处相加求和，然后将该求和结 果用于框24ο. . .24^处。请参见与本申请同日申请的美国专利申请，序列号为___，发明 名称为"用于减少编码孔径雷达的噪声的方法和装置"（承办代理人文卷号628927-0)，其深 入讨论了本文图5(在那篇申请中为图3)的硬件。
[0060] CAR处理需要的数字计算比常规DBF处理的要少(请参见图6)，在大型阵列中这一 优点尤为明显。对于CAR，将每个ADC采样乘以复数，然后，对于II型编码，将N组掩码信号进 行相加。由于加法比乘法更省时且硬件效率更好，所以当比较计算的复杂度时，加法可以忽 略不计而只考虑乘法。CAR信号掩码需要的乘法数量和ADC采样的一样多，即I型编码为M，而 II型编码为丽。相比之下，DBF中，每个ADC采样的N个波束中的每一个需要N次乘法(和一次 加法）。每个采样需要总共N 2次乘法(假定波束的数量S与天线元件N的数量相同，这是经常 出现的情况）。每次采样总共有Μ个样本，所以乘法的总数是MN 2。因此，可以看出，CAR在计算 量需求方面具有优势，其相比DBF需要更少的计算量，I型CAR为N2,而II型CAR为N。
[0061 ] 对于I型CAR和II型CAR，2DFFT处理之后，通过对2DFFT处理输出的数据应用"阈 值"，一般可以识别出明显的散射体，其中，保留越过所选阈值的样本，而排除小于阈值的样 本。其他处理可以用于将明显的样本分组在一起，以识别出可能产生许多不同但相关的散 射活动的单个大物体。使用这种处理技术，雷达传感器可以提供诸如在碰撞路径上通过主 车辆识别出物体的功能。
[0062] 以上为本发明实施例的描述。在以上所呈现本发明实施例的描述，其目的在于说 明与描述。其用意并非为穷尽或将本发明限制为所揭示的准确形式或方法。依据上述教导 可以做出许多可能的修改和变化。其意图在于说明本发明的范围不受该详细描述的限制， 而是由所附权利要求书限制。
[0063] 本文描述了优选的所有元件、部件和步骤。但是应当理解的是，任何这些元件、部 件和步骤是可以由其它元件、部件和步骤代替或者完全删除，这对本领域技术人员而言是 显而易见的。
[0064]概括地说，本文至少公开如下： 一种雷达系统，其对所接收的雷达信号使用编码孔径雷达处理，该雷达信号是由视场 中的一个或多个物体反射出，该视场反射了通过K次扫描、每次扫描包括Q个频率阶跃的覆 盖视场的发射信号。对于II型CAR，发射信号还包括每频率阶跃对应N个调制码。所接收的雷 达信号由多个二进制调制器调制，其结果被用于一混合器。对于在一组Q · K(用于I型CAR) 或Q · K · N(用于II型CAR)的复数据样本中的采集结果，混合器的输出分布于多个数字通 道，每个数字通道对应一个期望的波束方向。对于每个通道，复数字样本按一个样本接一个 样本地与一复信号掩码相乘，各通道的复信号掩码不同。所选择的信号掩码值用于产生期 望的波束方向和所需的旁瓣性能。
[0065] 本文还至少公开了如下内容： 内容1. 一种处理雷达信号的方法，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达发射器的视 场内的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 通过多个受控于二进制编码数据的二进制移相器，接收和调制从一个或多个物体反 射出的雷达信号，以产生一组调制信号； b. 通过用于产生同相输出信号和正交输出信号的混合器，将所述调制信号相加，并进 行下变频，优选为下变频至基带，其中同相输出信号和正交输出信号被一个或多个模拟-数 字转换器采样并数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期 间所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号； c. 将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部数值 分送到若干通道，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数量，且每个 通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号相对应的实部数值和虚部数值； d. 利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为被乘数，信号掩码的实部数值和虚 部数值作为乘数，执行复数乘法，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且每个通道选择的 信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的相乘结果具有实 部和虚部，相乘结果或者相乘结果之和对应于所述视场的采集，其至少概念上可组成二维 集合或二维矩阵，所述集合或矩阵的每列对应发射雷达信号的频率阶跃，所述矩阵的每行 对应发射雷达信号的不同次扫描； e. 采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，将所述相乘结果或所述相乘 结果之和的实部和虚部转换为集合或矩阵，其中，所述集合或矩阵的所述转换数据的每个 位置反映所述视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，所述矩阵的所 述转换数据的每列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。
[0066] 内容2.如内容1所述的方法，其特征在于，所述二进制编码数据包括元素为随机或 伪随机选择的元素矩阵。
[0067] 内容3.如内容2所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德玛德码。
[0068] 内容4.如内容2所述的方法，其特征在于，所述元素为伪随机选择，所述元素矩阵 中每个元素为50%概率的伪随机二进制状态。
[0069] 内容5.如内容1至4所述的方法，其特征在于，所述信号掩码的实部数值和虚部数 值储存于存储器。
[0070] 内容6.如内容1至5所述的方法，其特征在于，所述每个通道的所需波束的所需特 性包括具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。
[0071 ]内容7.如内容1至6所述的方法，其特征在于，所述转换函数包括匹配滤波器处理 或者匹配滤波器处理的近似法。
[0072]内容8.如内容7所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器处理近似于快速傅里叶 变换FFT函数。
[0073]内容9.如内容8所述的方法，其特征在于，所述FFT函数为2DFFT函数，其执行于每 个所述通道的相乘结果的实部和虚部。
[0074] 内容10.如内容1至9所述的方法，其特征在于，使用若干个所述二进制移相器，提 供若干个所述通道，并且，所述通道的数量等于所述二进制移相器的数量。
[0075] 内容11.如内容1至10所述的方法，其特征在于，生成发射雷达信号，其反映所述视 场中的所述物体，所述发射雷达信号在扫描中生成，以覆盖所述视场，其中，每次扫描中的 所述发射雷达信号以Q个频率阶跃每扫描方式调频。
[0076] 内容12.如内容11所述的方法，其特征在于，生成K次扫描的所述发射雷达信号，以 完成所述视场中所述物体的一次采集。
[0077]内容13.如内容12所述的方法，其特征在于，K的Q倍结果等于距离单元和速度单元 的数量。
[0078] 内容14.如内容13所述的方法，其特征在于，所述距离单元和速度单元的数量的选 择与所述期望的雷达波束方向的数量无关。
[0079] 内容15.如内容13所述的方法，其特征在于，对于一次扫描中的所述发射雷达信号 的每次频率阶跃，所述发射雷达信号中传输N个码，其中，在每个通道获得所述相乘结果之 后，在各通道中将N个多位相乘结果相加在一起，产生每个所述通道的相乘结果之和，所述 每个通道的相乘结果之和包含实部和虚部，所述每个通道的相乘结果之和的实部和虚部被 应用于一个所述转换函数。
[0080] 内容16.如内容15所述的方法，其特征在于，所述二进制编码数据包括元素为随机 或伪随机选择的元素矩阵。
[0081 ]内容17.如内容16所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德玛德码。
[0082]内容18.如内容16所述的方法，其特征在于，所述元素为伪随机选择，所述元素矩 阵中每个元素为50 %概率的伪随机二进制状态。
[0083]内容19.如内容15至18所述的方法，其特征在于，所述信号掩码的实部数值和虚部 数值储存于存储器。
[0084]内容20.如内容15至19所述的方法，其特征在于，所述每个通道的所需波束的所需 特性包括具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。
[0085]内容21.如内容15至20所述的方法，其特征在于，所述转换函数包括匹配滤波器处 理或匹配滤波器处理的近似法。
[0086]内容22.如内容21所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器近似于快速傅里叶变 换FFT函数。
[0087]内容23.如内容22所述的方法，其特征在于，所述FFT函数为2DFFT函数，其执行于 每个所述通道的相乘结果的实部和虚部。
[0088]内容24.如内容15至23所述的方法，其特征在于，使用若干个所述二进制移相器， 提供若干个所述通道，并且，所述通道的数量等于所述二进制移相器的数量。
[0089]内容25.-种处理雷达信号的方法，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达发射 器的视场内的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 通过多个受控于二进制编码数据的二进制移相器，接收和调制从一个或多个物体反 射出的雷达信号，以产生一组调制信号； b. 通过用于产生同相输出信号和正交输出信号的混合器，将所述调制信号相加，并进 行下变频，优选为下变频至基带，其中同相输出信号和正交输出信号被一个或多个模拟-数 字转换器采样并数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期 间所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号； c. 将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部数值 分送到若干通道，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数量，且每个 通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号相对应的实部数值和虚部数值； d. 利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为被乘数，信号掩码的实部数值和虚 部数值作为乘数，执行复数乘法，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且每个通道选择的 信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的多位相乘结果具 有实部和虚部， e. 将每个通道的多个多位相乘结果相加在一起，产生每个所述通道的所述多个相乘结 果之和，所述多个相乘结果之和在概念上至少可组成二维集合或矩阵，所述集合或矩阵的 每列对应所述发射雷达信号的频率阶跃，且所述矩阵的每行对应所述发射雷达信号的不同 次扫描； f. 采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，将所述相乘结果之和的实部 和虚部转换为集合或矩阵，其中，所述集合或矩阵的所述转换数据的每个位置反映所述视 场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，所述矩阵的所述转换数据的每 列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。
[0090]内容26. -种用于处理雷达信号的装置，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达 发射器的视场内的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 多个天线元件，用于接收从一个或多个物体反射的雷达信号； b. 多个受控于二进制编码数据的一位调制器，用于调制所接收的雷达信号，以产生一 组调制信号； c. 求和模块，用于将来自多个所述一位调制器的所述调制信号进行相加； d. 親接到求和模块的混合器，用于产生同相输出信号和正交输出信号； e. -个或多个A/D转换器，用于对所述混合器的同相输出信号和正交输出信号进行采 样和数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期间所述混合 器生成的同相输出信号和正交输出信号； f. 用于将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部 数值分送到若干通道的装置，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数 量，且每个通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号的实部数值和虚部数值； g. 用于执行复数乘法的装置，其中利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为被 乘数，信号掩码的实部数值和虚部数值作为乘数，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且 每个通道选择的信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的 相乘结果具有实部和虚部，相乘结果或者相乘结果之和对应于所述视场的采集，其至少概 念上可组成二维集合或二维矩阵，所述集合或矩阵的每列对应发射雷达信号的频率阶跃， 所述矩阵的每行对应发射雷达信号的不同次扫描； h.用于将所述相乘结果或所述相乘结果之和的实部和虚部转换为集合或矩阵的装置， 其中，采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，所述集合或矩阵的所述转换 数据的每个位置反映所述视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，所 述矩阵的所述转换数据的每列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。
[0091]内容27.-种雷达系统，其对所接收的雷达信号使用编码孔径雷达处理，该雷达信 号是由视场中的一个或多个物体反射出，该视场反射了通过K次扫描、每次扫描包括Q个频 率阶跃的覆盖视场的发射信号。对于II型CAR，发射信号还包括每频率阶跃对应N个调制码。 所接收的雷达信号由多个二进制调制器调制，其结果被用于一混合器。对于在一组Q · K(用 于I型CAR)或Q · K · N(用于II型CAR)的复数据样本中的采集结果，混合器的输出分布于多 个数字通道，每个数字通道对应一个期望的波束方向。对于每个通道，复数字样本按一个样 本接一个样本地与一复信号掩码相乘，各通道的复信号掩码不同。所选择的信号掩码值用 于产生期望的波束方向和所需的旁瓣性能。
【主权项】
1. 一种处理雷达信号的方法，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达发射器的视场内 的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 通过多个受控于二进制编码数据的二进制移相器，接收和调制从一个或多个物体 反射出的雷达信号，以产生一组调制信号； b. 通过用于产生同相输出信号和正交输出信号的混合器，将所述调制信号相加，并进 行下变频，优选为下变频至基带，其中同相输出信号和正交输出信号被一个或多个模拟-数 字转换器采样并数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期 间所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号； c. 将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部数值 分送到若干通道，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数量，且每个 通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号相对应的实部数值和虚部数值； d. 利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为被乘数，信号掩码的实部数值和 虚部数值作为乘数，执行复数乘法，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且每个通道选择 的信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的相乘结果具有 实部和虚部，相乘结果或者相乘结果之和对应于所述视场的采集，其至少概念上可组成二 维集合或二维矩阵，所述集合或矩阵的每列对应发射雷达信号的频率阶跃，所述矩阵的每 行对应发射雷达信号的不同次扫描； e. 采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，将所述相乘结果或所述相 乘结果之和的实部和虚部转换为集合或矩阵，其中，所述集合或矩阵的所述转换数据的每 个位置反映所述视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，所述矩阵的 所述转换数据的每列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述二进制编码数据包括元素为随机或伪随 机选择的元素矩阵。3. 如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德玛德码。4. 如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述元素为伪随机选择，所述元素矩阵中每 个元素为50%概率的伪随机二进制状态。5. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号掩码的实部数值和虚部数值储存于 存储器。6. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述每个通道的所需波束的所需特性包括具 有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。7. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述转换函数包括匹配滤波器处理或者匹配 滤波器处理的近似法。8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器处理近似于快速傅里叶变换 FFT函数。9. 如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述FFT函数为2DFFT函数，其执行于每个所 述通道的相乘结果的实部和虚部。10. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用若干个所述二进制移相器，提供若干个 所述通道，并且，所述通道的数量等于所述二进制移相器的数量。11. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成发射雷达信号，其反映所述视场中的所 述物体，所述发射雷达信号在扫描中生成，以覆盖所述视场，其中，每次扫描中的所述发射 雷达信号以Q个频率阶跃每扫描方式调频。12. 如权利要求11所述的方法，其特征在于，生成K次扫描的所述发射雷达信号，以完成 所述视场中所述物体的一次采集。13. 如权利要求12所述的方法，其特征在于，K的Q倍结果等于距离单元和速度单元的数 量。14. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述距离单元和速度单元的数量的选择与 所述期望的雷达波束方向的数量无关。15. 如权利要求13所述的方法，其特征在于，对于一次扫描中的所述发射雷达信号的每 次频率阶跃，所述发射雷达信号中传输N个码，其中，在每个通道获得所述相乘结果之后，在 各通道中将N个多位相乘结果相加在一起，产生每个所述通道的相乘结果之和，所述每个通 道的相乘结果之和包含实部和虚部，所述每个通道的相乘结果之和的实部和虚部被应用于 一个所述转换函数。16. 如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述二进制编码数据包括元素为随机或伪 随机选择的元素矩阵。17. 如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德玛德码。18. 如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述元素为伪随机选择，所述元素矩阵中 每个元素为50%概率的伪随机二进制状态。19. 如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述信号掩码的实部数值和虚部数值储存 于存储器。20. 如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述每个通道的所需波束的所需特性包括 具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。21. 如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述转换函数包括匹配滤波器处理或匹配 滤波器处理的近似法。22. 如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述匹配滤波器近似于快速傅里叶变换 FFT函数。23. 如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述FFT函数为2DFFT函数，其执行于每个 所述通道的相乘结果的实部和虚部。24. 如权利要求15所述的方法，其特征在于，使用若干个所述二进制移相器，提供若干 个所述通道，并且，所述通道的数量等于所述二进制移相器的数量。25. -种处理雷达信号的方法，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达发射器的视场 内的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 通过多个受控于二进制编码数据的二进制移相器，接收和调制从一个或多个物体 反射出的雷达信号，以产生一组调制信号； b. 通过用于产生同相输出信号和正交输出信号的混合器，将所述调制信号相加，并进 行下变频，优选为下变频至基带，其中同相输出信号和正交输出信号被一个或多个模拟-数 字转换器采样并数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期 间所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号； c. 将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部数值 分送到若干通道，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数量，且每个 通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号相对应的实部数值和虚部数值； d. 利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为被乘数，信号掩码的实部数值和 虚部数值作为乘数，执行复数乘法，其中，用于每个通道的信号掩码不同，且每个通道选择 的信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生的多位相乘结果 具有实部和虚部， e. 将每个通道的多个多位相乘结果相加在一起，产生每个所述通道的所述多个相乘 结果之和，所述多个相乘结果之和在概念上至少可组成二维集合或矩阵，所述集合或矩阵 的每列对应所述发射雷达信号的频率阶跃，且所述矩阵的每行对应所述发射雷达信号的不 同次扫描； f. 采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，将所述相乘结果之和的实 部和虚部转换为集合或矩阵，其中，所述集合或矩阵的所述转换数据的每个位置反映所述 视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度，所述矩阵的所述转换数据的 每列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。26.-种用于处理雷达信号的装置，该雷达信号是从发射该雷达信号的雷达发射器的 视场内的一个或多个物体反射出的，所述方法包括： a. 多个天线元件，用于接收从一个或多个物体反射的雷达信号； b. 多个受控于二进制编码数据的一位调制器，用于调制所接收的雷达信号，以产生一 组调制信号； c. 求和模块，用于将来自多个所述一位调制器的所述调制信号进行相加； d. f禹接到求和模块的混合器，用于产生同相输出信号和正交输出信号； e. -个或多个A/D转换器，用于对所述混合器的同相输出信号和正交输出信号进行采 样和数字化，产生一组有实部和虚部的数值，其对应于所述视场的一次采集期间所述混合 器生成的同相输出信号和正交输出信号； f. 用于将对应于所述混合器生成的同相输出信号和正交输出信号的实部数值和虚部 数值分送到若干通道的装置，所述通道的数量等于待同时处理的期望的雷达波束方向的数 量，且每个通道具有与所述混合器输出的同相信号和正交信号的实部数值和虚部数值； g. 用于执行复数乘法的装置，其中利用每个通道中的所述实部数值和虚部数值作为 被乘数，信号掩码的实部数值和虚部数值作为乘数，其中，用于每个通道的信号掩码不同， 且每个通道选择的信号编码用于产生具有各通道所需特性的所需波束，每次复数乘法产生 的相乘结果具有实部和虚部，相乘结果或者相乘结果之和对应于所述视场的采集，其至少 概念上可组成二维集合或二维矩阵，所述集合或矩阵的每列对应发射雷达信号的频率阶 跃，所述矩阵的每行对应发射雷达信号的不同次扫描； h. 用于将所述相乘结果或所述相乘结果之和的实部和虚部转换为集合或矩阵的装 置，其中，采用产生概念上为集合或矩阵的转换数据的转换函数，所述集合或矩阵的所述转 换数据的每个位置反映所述视场中处于相应距离并具有相应径向速度的物体的散射强度， 所述矩阵的所述转换数据的每列表示距离单元，所述转换数据的每行表示速度单元。
【文档编号】G01S7/28GK105874351SQ201480071127
【公开日】2016年8月17日
【申请日】2014年12月4日
【发明人】乔纳森·J·林奇, Z·A·徐, 彦丞·权
【申请人】美国休斯研究所