专利名称：稳定调节时计的机械运动的电子电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种包括电能发生器的时计，电能发生器包括转子和用以响应转子的转动而供应电能的装置，且由包括发生器转子的制动装置的电子电路予以调节。
通常，在这些时计中电源驱动电能发生器而向电子电路供电。发生器本身的转子可用电子电路予以制动，通过例如使它跟踪石英的频率而调节机械运动。这些时计的重要性是要获得由石英等所调节的非常精确的运动，而不需要工作寿命有限的电池或蓄电池。
这种时计例如在美国专利US-A-3,937,001中已有介绍，其中发生器的交流电压的角频率与石英的频率相比较。在这种装置中，当发生器的角频率开始超过石英脉冲时，通过经电阻使发生器短路而将转子制动。可是当运动有一定超前时，发生器转子的制动的持续时间可能就变得非常重要，这就有发生器对电子电路的供电电压不足的危险。
专利文献EP-A-0 679 968描述了另一种时计，建议在相对于其旋转周期颇短的固定时间间隔期间使转子制动而克服这种不方便。这篇文献具体说明了必须在来自发生器的交流电压的值小的那些时刻进行制动。因此在交流电压改变符号的时刻施加制动脉冲，利用阈值固定于基准电压、即零电压的比较器来检测交流电压符号。
然而，已经指出这些时计需要重新调节。这些时计的振动或重复的角冲击会引起表变慢，这可用辅助电路予以校正。
图1至4例示用本领域的两个阈值比较器所获得的交流电压Ug和测量脉冲SM的性能。图1和2例示用零电压阈值比较器所进行的测量的结果。图1表示电压Ug作为时间的函数的渐近线，电压的零值对应于零阈值。图2表示零阈值比较器输出端的作为时间函数的脉冲SM，测量信号SM根据比较结果而从状态“0”变到状态“1”。具体地说，可以看到在时刻t1电压Ug上的电寄生脉冲使测量信号SM上出现寄生脉冲I1。这种电寄生脉冲可能仅是地噪音的转换。
因此，所观测到的误操作好象是由电子电路所记录的寄生脉冲I1所产生的，就如同转子的正常脉冲I2或I3。
可以配置信号平滑滤波器去抑制这些寄生脉冲。可是，这种滤波使正常脉冲延迟出现。然而，如上所述当电压Ug低时，必须无任何延迟地施加制动脉冲。这种解决方案还需要大的滤波电容器，这就不利于电子电路的小型化和集成化。
另一个可以考虑的解决方案在于提高比较器的阈值。然而，比较器的阈值必须满足两个矛盾的条件。一方面，它必须足够高，以掩盖寄生脉冲。另一方面，如上所述它必须足够低，以致在发生器的电压低时出现制动脉冲。
图3和4以与图1和2类似的方式表示用高阈值比较器所获得的测量结果。用等效的方式，比较器可以是一个具有两个独立阈值的施密特放大器。在发生器的电压Ug的时间图或记时图中，用虚线表示阈值Ut，参阅图3。如图所示，发生器电压Ug因此在时刻t4的制动过程中下降，出现了双脉冲I4和I5(见图4)，这与所希望的结果相违背。
本发明的目的是用电子电路调节机械运动而稳定时计的功能。
具体地说，本发明的目的是要了解这种误操作的根源，而且要消除这种误操作。
本发明的另一个目的是要获得具有简单而可靠的电子电路的微型时计。
试图达到这些目的，本发明的申请人在这些时计的复杂而艰难的实验过程中发现了一个惊人的现象。
确实，申请人观察到以前所用的检测电路的阈值事实上取决于电源的电压值。在转子制动的过程中，发生器的电压下降以惊人的方式足以使发生器的阈值偏移，这样发生器就产生新的脉冲。因此，对于诸如具有低的正阈值Uth和低的负阈值Utb的施密特放大器等的一般比较器来说，比较器提供双脉冲而不是只提供一个脉冲。确实，发生器所提供的电压Ug的下降可能达到大于比较器正阈值Uth的值，因此出现了寄生脉冲。这种现象只发生在制动命令期间，因此仅发生在第一脉冲出现之后。
正是这个不可理解的问题的发现才容许申请人用一种时计解决这个问题，这种时计包括一个电能发生器，它包括转子和响应所述转子的转动而提供所述电能的装置，一个与所述转子机械耦合而使所述转子转动的机械能源，与所述发生器相耦合用以产生由对应于转子的角频率的发生器所提供的交流电压的角频率的测量脉冲的测量装置，响应制动命令信号用以向所述转子施加制动转矩的制动装置，以及电子电路，它包括用以产生具有基准频率的信号的基准装置，以及跟踪控制装置，用以在所述测量脉冲超前基准信号时，控制所述制动装置，使得基准频率调节所述转子和所述机械能源的角频率，所述时计的特征在于，所述电子电路还包括与所述测量脉冲同步、配置成用以避免所述测量脉冲分裂的禁止装置。
因此，根据本发明，在制动命令过程中，禁止检测测量脉冲，以抑制这种脉冲的分裂，对于发生器电压的符号改变基本上不延迟制动。
有利的是，本发明规定了禁止装置与跟踪控制环所提供的制动命令相关。
一个最佳实施例的特征在于，禁止装置产生制动命令，由跟踪控制环控制这种命令的延时。
另一个实施例规定禁止装置具有时基，而且响应于测量脉冲的出现和消失。
从下面参照附图所作的描述中本发明的其它目的、特征和优点就会显得很清楚，其中图1至4如上所述表示时计所获得的交流电压和测量脉冲的记时图，时计由现有技术的电子电路调节机械运动；图5表示本发明的调节时计的机械运动的电子电路的主要原理图；图6表示图5的时计的发生器的各极上的交流电压的记时图；图7至11表示在图5的电路的若干点上所获得的脉冲的记时图；以及图12简略表示图5的电子调节电路的电子时延电路Tmr的实施例。
图5中简略表示本发明的时计的机电部分。它包括由卷簧所组成的机械能源2，卷簧经过用点划线所表示的齿轮系4与例如表面的指针的时间显示装置6相耦合，机械能源2还与电能发生器3的转子3a相耦合。发生器3还包括电感线圈3b，转子3a包括一般用箭头表示的双极磁体。本文中对这部分不作详细描述，因为对本领域的技术人员来说它可用各种公知的方式予以实施。
在工作过程中，机械能源2旋转地驱动转子3a，线圈3b的端子B0、B1上出现交流电压Ug。在本案中，把端子B0看作具有基准电压V0的基准端子。参考端子B0的基准电压V0＝0伏，在端子B1上测量发生器电压Ug(见图5)。
这个交流电压Ug加到整流器5，用以向调节运动的电子调节电路1供应恒定电压。整流器的最佳实施例的例子会进一步予以陈述。
将会见到，电子电路1通过作用在为此目的所配置的发生器3的转子3a的制动装置上而可以调节时计的机械运动。
表的运动就指示转子以一定速度转动的实际时间，这种速度称为正常速度。
转子不加制动的自由速度比这个正常速度略快。当运动开始变慢或滞后时，使转予以其自由速度转动，补偿这种滞后。反之，当运动开始变快或超前时，由电子电路所提供的制动命令就把转子速度限制成低于正常速度，使得运动失去这种超前。在上述文献EP-A-0 679 968中给出了有关这些速度和制动模式的其它细节，其内容包含在本文中，必要时作为参考。
因此，时计还包括用以测量运动速度的测量装置。它们最好由转子角频率的测量装置所构成。本发明旨在获得对应于转子每个角频率的测量脉冲，例如每转一个脉冲。这些测量脉冲实际上由电子电路1予以处理，以测量运动的偏差，以及必要时提供制动命令。这些测量装置和脉冲的处理会与电子电路一起作更详细的描述。
通过使发生器3的线圈3b短路就能获得制动。当时由于这种偏差而流过的电流于是引起磁场的出现，磁场本身反抗引起这个电流，以及反抗转子的运动。可以设想使电流改变方向即流入低值电阻。然而，本发明的最佳实施例提供了直接连接在发生器的线圈3b的两个端子B0、B1之间的电子断路器或开关K。因此可以获得强有力的制动。
如上述文献EP-A-0 679 968中所说明的那样，电子开关K最好由双极型晶体管或者场效应晶体管所构成。其它等效的元件对本领域的技术人员来说都是公知的，因此这个电子开关K的工作情况就不在本文中详细描述。
自然，这种短路使发生器的电压Ug下降，在制动命令期间电压基本上为零。
上文已予描述的图3示出了例如制动周期期间交流电压Ug的波形(pace)，可以将它与图1中所表示的无制动的电压Ug相比较。可以看到，在半个周期t0-t6期间，有一个命令制动的时间间隔t4-t5，短路了的发生器将其所有能量供给开关K。
文献EP-A-0 679 968指明必须在电压Ug接近零的情况下且在小的时间间隔内施加制动命令，这个时间间隔最好低于交流电压Ug的角频率的1/8，以避免提供给整流器5的电源电压V+、V-的连续下降。
因此在一个实施例中，转子3a具有每秒四转的正常速度，加到开关K上的制动脉冲的持续时间限于大约5ms，即电压Ug的250ms的角频率的1/50。
诸如图5等所示等的时计运动的电子调节电路1主要由振荡器Osc、转子3a的角频率的测量装置Trig和Inh以及频率跟踪电路所组成。振荡器Osc提供具有基频F0的信号，频率跟踪电路则控制转子的制动命令。
当由测量装置Trig、Inh所提供的频率对应于转子的角频率的测量脉冲IN超前脉冲FR时，频率跟踪电路就命令制动。脉冲FR是由振荡器Osc所提供的，从振荡器Osc的基频F0取得基准频率，例如通过将信号F0分频以获得具有基准频率的信号。
为此，跟踪电路最好包括频率校正器Div，频率校正器Div对具有基频F0的信号起作用，提供基准频率FR的脉冲。频率校正器Div可以仅仅是本领域的技术人员所周知的分频电路，因此本文中不予详细描述。
可是，应该提一下的是，中频脉冲F1也可以从这些电路中提取。
在图5中所示的实施例中，振荡器Osc是自身频率F0为32,768Hz的石英振荡器。分频器Div对具有频率F0的信号进行分频，以获得具有对应于转子的正常角频率的4Hz的基准频率的一系列脉冲FR。最后，具有中频4,096Hz的脉冲F1也可以从分频器中提取。正如可以理解的是，这些值只是作为例子给出的。
因此这里周期为0.244ms的脉冲F1旨在用作时基或上述制动命令的时延控制，以及用作整个逻辑电路的时钟同步。
跟踪电路还包括比较器Cmp，后者提供表示运动相对于基准频率FR超前(或滞后)的信号AV。如上述文献EP-A-0 679 968中所描述的那样，这个比较器Cmp例如可以是升降计数器或可逆计数器，它对其输入端“+”上所收到的测量脉冲IN的数量和其输入端“-”上所收到的基准脉冲FR的数量的差值进行计数。因此在比较器Cmp的输出端上所得到的这种信号AV的状态或电平表示转子的角频率是否超前基准频率FR。
跟踪电路最后包括一个时延电路或寄存器Tmr，它提供具有确定的持续时间的脉冲。时延电路Tmr的两个输入端中的第一个与电路Inh的输出端相连接，另一个输入端则从分频器Div接收脉冲F1，用以确定其输出脉冲的持续时间。时延电路还包括一个接收比较器Cmp的信号AV的有效端子。然而，如果信号AV表示转子的角频率超前基准频率FR，时延电路Tmr在其输出端提供制动脉冲IF，在出现测量脉冲后有固定的延时。
在这个实施例中，通过对时延电路Trm的内部计数器编程，制动就有短于5ms的持续时间，内部计数器向下计数20个周期各为0.244ms的脉冲F1，因此产生持续时间为4.88ms的制动脉冲IF。
在描述了转子角频率的测量装置之后就描述时延电路Tmr的最佳实施例。
图6表示当施加了制动脉冲时由发生器3所提供的交流电压Ug的记时图。在图6中，虚线表示阈值电压Uth和Utb的两个电平，这些电平值相对于电压Ug的幅值颇小。阈值电压Uth是正的，略大于交流电压Ug的基准值0伏。阈值电压Utb是负的，最好相对于这个0伏电压与阈值Uth对称。
本发明其实最好容许角频率的测量装置包括图5中的磁滞放大器或施密特触发器Trig。图7示出了在放大器Trig的输出端上所获得的脉冲IM的记时图。可以看到放大器Trig的输出IM在输入电压Ug变得小于低阈值Utb的时刻b2之后变到第一电平(状态“0”)。只要电压Ug不大于高阈值Uth，输出IM就停留在第一电平。在时刻h3，电压Ug超过这个阈值Uth，输出IM变为第二电平(状态“1”)，因此产生脉冲H3，脉冲H3相反地持续，直至电压Ug下降到低于低阈值Utb。如何实现这种放大器(也叫做施密特触发电路或施密特触发器)是本领域的技术人员所周知的，因此本文中不予详细描述。
这种磁滞放大器的优点是对电噪声几乎不敏感，这正好与现有技术的单阈值比较器相反(见图1)。尤其是具有双阈值Uth、Utb的触发器Trig不记录小于阈值Uth-Utb之差的寄生电压。
此外，在制动周期期间，具有正阈值Uth和负阈值Utb的施密特触发器应该对电压Ug返回到零值不敏感。
然而，为了有两个相对的阈值电压Uth和Utb，电子电路1最好持续对称的电源V-、V0、V+。以经典的方式，使相当好对称的电源其中间有发生器，两个输出端V+和V-中的每一个和从中间取出的基准输出V0之间有简单的整流器连同电容器。这种解决方案的不方便之处是要将可测量交流电压Ug的幅值、即微型线圈3b端子上已经颇低的幅值减半。
本发明的最佳实施例包括图5中所示的对称整流器5。具体地说，这个整流器包括与发生器3的基准端子B0相连接的基准输出端V0，以及两个分别配置在电压输出端V+或V-和输出端V0之间的电容器。整流电路5的功能旨在调节电子电路1的连续电源，由于这可用若干种本领域的技术人员周知的方式所获得，本文中对此不再作详细描述。
然而应该指出的是，每个电容器在每个循环基本上重新充电到对应于交流电压Ug的最大值的电平。
在图7中可以看到，当电压Ug小于触发器Tigd的低阈值Utb时，触发器Tigd的输出信号IM不停留在低电平(状态“0”)，因而从时刻b4起，信号IM表示脉冲H3分裂成脉冲H3和H5。
本发明的申请人在艰难的实验过程中发现，在图6至11中所示的负半循环期间制动时，会发生这种惊人的现象。例如在图10中用信号AV的状态“1”表示制动周期。看来这种现象是由施密特触发器Trig的阈值Uth和Utb的偏差所引起的。确实应该指出的是，在制动周期开始时没有分裂脉冲。例如图7表示在脉冲H3开始时、在图11中简略表示的第一制动脉冲F3的时刻没有分裂。仅在第二制动脉冲F4时出现脉冲H3-H5的分裂。事实上，交流电压Ug的最大值在第一制动脉冲F3之后减小。此外，整流电压V+的值变小。电源电压的这种偏差看来引起触发器Trig的阈值Uth和Utb的偏差。因此指出，在制动脉冲F4之后，电压Ug的下降可以获得一个大于阈值Uth的值，因而出现图7中所表示的寄生脉冲H5。这种现象也可能是由开关K的端子上存在某种噪声或废杂(tray)电压所引起的(见图5)。这种废杂电压可以防止电压返回总的零值。
为了避免这个问题，本发明提供了测量脉冲的同步禁止装置。
为此，本发明的电子电路还包括一个接收由阈值比较器Trig所提供的测量脉冲IM的同步禁止电路Inh，因此这组Inh、Trig构成具有转子3a的角频率的测量装置。
同步禁止的一般表达本文中解释为是指由信号、最好是由脉冲所触发的禁止，这些脉冲是由时计、其发生器。电子电路及其振荡器所组成的系统的内部脉冲。具体地说，测量脉冲的禁止可以与脉冲本身同步，第一脉冲开始禁止以后脉冲的出现。由于若干等效的方法是本领域的技术人员所公知的，本发明被认为是不规定同步源地将适用于所有公知的同步禁止。
根据第一实施例，禁止电路Inh包括时基(内部或外部的)，而且通常将来自放大器Trig的测量脉冲IM直接传送到时延电路Tmr。然而，当禁止电路受激励时，在禁止持续时间内电路不再传送测量脉冲IM。禁止在脉冲出现或消失时开始，即禁止电路对脉冲IM的上升侧以及下降侧起作用，其激励的持续时间ti是通过其时基进行时延的。例如，参阅图6、7和8，这些图分别表示由放大器Trig(图7)和禁止电路Inh(图8)所传送的不同脉冲，禁止电路通常分别通过脉冲M1、M3和M5而传送测量脉冲H1、H3和H7，这是因为它们在时刻b2、h3、b4和h7的跃变相隔比禁止的持续时间ti更长的时间间隔，但是，这个禁止电路不传送在脉冲H3的下降沿(时刻b4)开始的禁止时间ti内所出现的寄生脉冲H5，见图8。
根据未示出的第一实施例的可替换的方案，禁止电路产生在测量脉冲IM的每一侧具有确定的持续时间的正常脉冲IN，除非这一侧出现在正常脉冲IN期间。这种禁止电路可用类似于上述时延电路Tmr的方式去获得。电路Inh例如包括对加于其输入端上的测量脉冲IM的跃变灵敏的单稳态多谐振荡器。因此在脉冲IM的上升侧，单稳态多谐振荡器在其输出端提供具有确定的持续时间的正常脉冲IN。另外，在脉冲IM的下降侧，单稳态多谐振荡器提供另一种具有确定的持续时间的正常脉冲IN。应该指出的是，这种单稳态多谐振荡器以转子的各种角频率提供两种正常脉冲IN，使得正常脉冲IN的频率必须与二倍基准频率FR相比较。可以理解，也能采用本领域的技术人员所周知的其它等效的禁止电路。
根据图5所示的另一个实施例，禁止电路在输入端接收图11中所示的脉冲IF，每个脉冲是由时延电路Tmr所发出的用以使发生器的转子制动的制动命令，禁止则响应于制动持续时间tf，见图11。确实如所观察到的，由于分裂所引起的寄生脉冲只在制动过程中出现，因而获得了非常简易同步的禁止。
然而本发明的最佳实施例包括持续时间长于制动命令IF而且覆盖了所有制动时刻的禁止命令II。因此禁止脉冲II覆盖了制动脉冲IF结束后的时刻，因此脉冲II的出现可以先于这种脉冲IF的出现。这种“消耗”保证了传送禁止或制动的延迟或电压Ug的延迟不会触发另一个寄生脉冲。在本发明的最佳实施例中，时延电路Tmr包括两种提供相关的禁止脉冲II和制动脉冲IF的输出。
“相关”的概念表示诸如信号或脉冲等的两种物理现象同时出现或者以基本上恒定的时延出现。然而应该指出的是，这两种物理现象可以具有不同的持续时间。例如，相关的时延脉冲可以具有不同的宽的宽度等，这是本领域的技术人员所周知的。
为了说明最佳实施例的时延电路Tmr所发出的脉冲的相关性，我们举时延电路Tmr接收与分频器Div的输出端相连接的第一输入端上周期为0.244ms的脉冲F1的例子。当与禁止装置的输出端相连接的另一个输入端上出现正常脉冲IN时，而且如果通过向时延电路的有效输入端提供脉冲使超前信号AV的状态对它进行控制(见图5)，时延电路Tmr立即提供禁止脉冲II。在相对于禁止脉冲II的开始延迟了0.244ms周期F1的时延电路Tmr的输出上也出现了制动脉冲IF，内部计数器把其持续时间限制在对应于5.124ms的21个脉冲F1。确实，内部计数器必须保证制动持续时间为大约5ms。另一个内部计数器把脉冲II的持续时间限制在对应于6.1ms的25个脉冲F1。因此，禁止脉冲II在制动脉冲IF结束之后0.723ms才结束。
现在参照图12详细描述提供这些禁止脉冲II和制动脉冲IF的时延电路Tms的电子电路的实施例。所示的电路是接收上述具有中频F1的脉冲信号、超前信号AV(或滞后信号)以及测量脉冲，这个电路提供上述制动脉冲信号IF、禁止脉冲信号II以及正常脉冲信号IN。
图12的逻辑电路包括其时钟输入端接收脉冲F1的移位寄存器Reg，寄存器具有四个依次出现脉冲的输出端R0、R1、R2和R4。
根据实施例的前面的例子，脉冲F1的周期为0.244ms。因此输出端R3产生周期为0.976ms、类似于输出端R2上的脉冲但延迟了0.244ms的脉冲。此外，寄存器Reg包括一个和与门And的输出端相连接的激励端子S，与门执行超前信号AV和测量脉冲信号IM之间的逻辑“与”运算。当端子S变到状态“1”时，寄存器Reg受激励，输出端R1变为状态“1”。在以后的脉冲F1，输出R2变为状态“1”，输出R1则复位到状态“0”。
输出端R3与计数器Cptr相连接，计数器Cptr用来限制脉冲IF、II和IN的持续时间。计数器例如可以计数直至数值5，在下降计数五个脉冲R3后，保持输出Q变为状态“1”。如果初始化端子R处于状态“1”，计数就被初始化，输出端Q复位到状态“0”。计数器Cptr的输出端Q与D型触发器Fli的时钟输入端相连接。这个触发器还包括接收状态“0”的数据输入端。用以置位到“1”的端子S迫使输出端Q和NQ状态分别为“1”和“0”。用以置位到“1”的端子S还连接到逻辑门And的输出端。
现在考虑转子的角频率甚快，即超前禁止频率FR的情况。超前信号AV处于状态“1”。在时刻“h”，当电压Ug上升而超过阈值Uth时，测量脉冲IM就变为状态“1”。因此寄存器Reg和触发器Fli的端子S就处于状态“1”。触发器Fli受激励，其输出Q变为状态“1”。触发器Fli的输出信号Q加到或门Ou的输入端，或门Ou的输出端提供禁止脉冲II。从时刻“h”起，禁止脉冲信号II因而变为状态“1”。或门事实上在触发器Fli的输出Q和另一个触发器Flo的输出Q之间执行“或”逻辑运算。这第二个触发器Flo也是D型触发器，其数据输入端接收触发器Fli的输出信号Q。然而，移位寄存器Reg的输出信号R2加到触发器Flo的时钟输入端。因此数据Q传送到触发器Fli就会受到延迟，直至信号S2的后面的跃变。触发器Fli和Flo两个输出Q还加到与门Et的两个输入端，与门Et执行“与”逻辑运算。与门的输出端于是提供制动脉冲信号IF。
再考虑实施例的前面的例子，信号R2的跃变发生在时刻“h”后0.244ms。因此在禁止脉冲II出现后0.244ms制动脉冲IF才出现。
此外，触发器Fli的输出端NQ与计数器Cptr的初始化端子R相连接。在时刻“h”，输出NQ变为状态“0”，计数器受激励，开始计数由寄存器Reg所发出的脉冲F1。根据计数的实例，在脉冲R3五个周期之后，计数器Cptr的输出Q变为状态“1”。时钟输入的这种跃变使触发器Fli在其Q输出端上再现数据的状态“1”。通过对计数器Cptr及其输出Q初始化，输出NQ因而转到状态“1”。因此计数器Cptr和触发器Fli的输出Q停留在状态“1”，只要在触发器Fli的置位端子上不出现状态“0”至“1”的跃变，这种状况就会一直维持下去。
在实施例的前面的例子中，在时刻“h”后0.488ms。计数器Vptr的计数与信号R3同步。如上所述，计数持续4.88ms。这样，在时刻“h”后5.368ms，计数器Cptr的输出Q变为状态“1”。就在此后，触发器Fli的输出Q和NQ分别返回到状态“0”和“1”。计数被初始化以及保持这种状态直至下一个测量脉冲IM。因此在时刻“h”+5.368ms，制动脉冲信号IF返回到状态“0”。
然而，触发器Flo的输出Q仍然处于状态“1”，直至寄存器Reg的输出R2的下一个跃变。
根据这个实施例，这种跃变发生于计数器Cptr的重新初始化之后0.732ms，即时刻“h”+6.1ms。这样禁止脉冲II在制动脉冲IF消失后0.732ms才消失。
只要新的测量脉冲IM不出现，时延电路Tmr的信号就停留在这种状态。
最后，可以看到时延电路Tmr提供相关的禁止脉冲II和制动脉冲IF，禁止脉冲II的持续时间比制动脉冲IF的持续时间长，因而“消散”在制动脉冲IF的持续时间，以避免在切换过程中的任何误差。
图12的电路还说明了禁止电路Inh的一个实施例。根据这个例子，禁止电路Inh是对有效输入E敏感的D型触发器。禁止脉冲信号II加到这个输入E，数据输入端接收测量脉冲IM，数据输出端提供正常脉冲IN。
在工作过程中，只要当有效信号E处在状态“0”时，这种电路Inh的正常脉冲输出IN复制测量脉冲信号IM的状态。在禁止期间，即当禁止信号II处于状态“1”时(根据这个实施例，在时刻“h”和时刻“h”+6.1ms之间)，输出的状态保持不变，而与测量脉冲信号IM的跃变无关。
最后，可以看到禁止装置容许消除引起时计不正确的滞后的寄生脉冲。
还可以看到禁止装置与包括磁滞放大器的测量装置相结合为时计提供克服一般电寄生信号的良好抗扰性。
整流器5的电容器最好有较低的电容，因为这里不必向测量装置提供极为稳定的阈值电压。
本领域的技术人员容易理解只要不脱离本发明的范围，可以对本文中上述时计作若干改型。
尤其是，应该提到可以根据测量脉冲IM超前基准脉冲FR的重要性调整制动脉冲IF的持续时间。这种选择方案特别适用于包括锁相环的辅助电路，这种电路因此向信号AV提供可以与脉冲IN相对于制动脉冲IF的相移成正比变化的电平，因而信号AV的电平调整由时延电路Trm所提供的制动脉冲IF的持续时间。
权利要求
1.一种时计，包括一个电能发生器(3)，该电能发生器包括转子(3a)和响应所述转子的转动而提供所述电能的装置(3b)，一个与所述转子(3a)机械耦合而使所述转子转动的机械能源(2)，与所述发生器(3)相耦合用以产生由对应于转子(3a)的角频率的发生器(3)所提供的交流电压的角频率的测量脉冲的测量装置(Trig)，响应制动命令信号用以向所述转子(3a)施加制动转矩的制动装置(K)，以及电子电路(1)，该电子电路包括用以产生具有基准频率(IF)的信号的基准装置(Osc)，以及跟踪控制装置(Div、Cmp、Tmr)，用以在所述测量脉冲超前基准信号时，控制所述制动装置(K)，使得基准频率调节所述转子和所述机械能源的角频率，所述时计的特征在于，所述电子电路(1)还包括与所述测量脉冲(IM)同步、配置成用以避免所述测量脉冲分裂的禁止装置(Inh)。
2.根据权利要求1的时计，其特征在于，所述禁止装置(Inh)与所述制动装置(K)相关。
3.根据权利要求1或2的时计，其特征在于，由跟踪控制环所提供的制动命令信号(IF)也用来控制所述禁止装置(Inh)，所述跟踪控制环控制所述命令的时延。
4.根据权利要求1至3中任何一项的时计，其特征在于，所述禁止装置(Inh)禁止在时延期间传送测量脉冲，测量脉冲的出现或消失触发所述禁止。
5.根据权利要求1至4中任何一项的时计，其特征在于，所述测量装置(Trig)包括诸如施密特放大器等的磁滞滤波器。
6.根据权利要求1至5中任何一项的时计，其特征在于，所述电能发生器与提供对称电源的整流器相连接。
全文摘要
时计包括电能发生器，它包括转子和随转子的转动提供电能的装置，与转子机械耦合使转子转动的机械能源，与发生器耦合产生对应转子角频率的发生器提供的交流电压角频率的测量脉冲的测量装置，响应制动命令信号向转子加制动转矩的制动装置，及电子电路，包括产生基准频率的基准装置，及辅助控制装置，测量脉冲超前基准信号时控制制动装置，使基准频率调节转子和机械源的角频率，电子电路还有与测量脉冲同步、避免脉冲分裂的禁止装置。
文档编号G04C10/04GK1165989SQ97111150
公开日1997年11月26日 申请日期1997年5月6日 优先权日1996年5月7日
发明者E·伯纳斯康尼 申请人:阿苏拉布股份有限公司