专利名称：使用调制算法的设备控制装置以及控制方法
技术领域：
本发明涉及设备的反馈控制技术。更加具体地，涉及内燃机的可变升程机构控制、可变相位机构的控制以及空燃比控制。
背景技术：
当设备具有很强的非线性特性时，使用PD或PID等一般的线性反馈控制器会在跟随性或稳定性上存在问题，难以实现高精度的控制。例如，内燃机的可变升程机构具有摩擦大、对于升程量的增减具有滞后特性等的非线性特性，因此高精度的反馈控制很难实现。同样，内燃机的可变相位机构、空燃比控制机构以及自动变速器的致动器控制机构也具有很强的非线性。
内燃机的控制在多个构成要素各自的高精度动作的实现的基础之上而成立，对于上面列举的那样非线性特性强的构成要素，也要求在动作稳定性和跟随性上具有高精度。因此，需要也可适用于这样的非线性特性强的设备的控制技术。
例如，在专利文献1中，公开了对滑模控制器附加抖动(dither)输入的控制技术。该技术通过抖动输入对滑模控制器算出的控制量进行修正，以把设备反馈控制为目标值。通过该处理，来补偿由于摩擦特性等设备的非线性特性而引起的控制性的降低。
但是，该技术只是在滑模控制器的切换函数超过阈值时把预定振幅的抖动输入附加在控制量上。即，在接近目标值的状态(切换函数在阈值以下)下，抖动输入的附加被停止，因此变成与通常的反馈控制相同。因此，反馈控制时的特性被平滑化，但未能改善跟随延迟和稳态偏差的发生。另外，为了改善这些问题而在切换函数为阈值以下时也加上抖动，当抖动信号的振幅变大时，存在在目标值附近发生振荡的情况。
并且，作为同样的控制技术，公知有Δ∑调制算法(例如参照专利文献2)。该技术以把来自控制器的参照输入信号转换为规定的二值信号而得的调制信号作为控制输入。在该情况下，只要设备具有再现开/关的输入的能力，则不论其响应特性的优劣，均可补偿非线性特性，可高精度地控制设备的输出。
但是，为了在控制器所生成的参照输入信号的整个范围内实现高的控制能力，要求调制信号具有比参照输入大的变动幅度。象可变升程机构这样，在参照输入的变动幅度大、变化也高速的设备的情况下，所生成的调制信号的绝对值变大。在这样的情况下，对于稳定的目标值也存在控制输入振荡、设备的输出振荡的可能性。
专利文献1日本特开2001-152885号专利文献2日本特开2003-195908号这样，在现有技术中，迄今为止提出了对设备的非线性特性进行补偿的控制技术，但是在应用于非线性特性强的设备时可靠性上依然存在问题。特别是在控制量的变动大的设备中也期望能够实现高精度控制的技术。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供对非线性特性强的设备也充分地补偿非线性特性、并且对控制量的变动大的设备也满足跟随性、稳定性的控制技术。
本发明提供使用调制算法的设备控制装置。该控制装置具有计算用于把设备的输出控制为目标值的初步控制输入的单元；把初步控制输入分割为多个成分的单元；对多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的成分与其它成分相加而生成控制输入的单元。由此，可以在维持通过现有的调制算法实现的对于设备的摩擦或滞后等的非线性特性的补偿能力的同时，使调制引起的输入变动最小。因此，即使在初步控制输入大幅变化的设备中，也能够防止输出变为振荡，提高控制性。
根据本发明的一个实施方式，分割初步控制输入而得的成分具有对初步控制输入进行滤波处理而计算出的第1成分；初步控制输入和第1成分之间的差分中、包含在规定的绝对值内的第2成分。并且，在这些成分中，第2成分被调制。由此，可以在维持可通过初步控制输入实现的响应性的同时，附加基于现有的调制算法的非线性特性补偿能力。因为调制成分的振幅被最小化，因此可提高控制分辨能力、抑制输出的微小振荡，提高控制性。
根据本发明的一个实施方式，滤波处理通过线性滤波器或中值滤波器(median filter)来执行滤波处理。由此，当初步控制输入表现出脉冲特性、波动特性时，可充分地排除这些特性，能够防止控制系统的稳定性和控制性的降低。
根据本发明的一个实施方式，滤波处理还通过ε滤波器来执行滤波处理。由此，当初步控制输入表现出波动特性时，可充分地排除这些特性，能够防止控制系统的稳定性和控制性的降低。并且，当初步控制输入呈大的台阶状变化时，可保持该特性，能够提高控制系统的跟随性。
根据本发明的一个实施方式，滤波处理通过ε滤波器来执行滤波处理。由此，当初步控制输入呈大的台阶状变化时，可保持该特性，能够提高控制系统的跟随性。
根据本发明的一个实施方式，利用调制算法的控制装置能够应用于内燃机的可变升程机构、可变相位机构、空燃比控制或者自动变速器。由此，可提高控制精度。
图1是本发明的一个实施方式的旁路式Δ∑调制算法的概略图。
图2是在本发明的一个实施方式中应用的非线性滤波器的结构图。
图3是表示利用了各滤波器的参照输入的滤波处理结果的图。
图4是表示小变动成分和大变动成分相对于参照输入的关系的图。
图5是采用了旁路式Δ∑调制器的可变升程机构控制系统的方框图。
图6是旁路式Δ调制器的方框图。
图7是旁路式∑Δ调制器的方框图。
图8是在可变相位机构中应用了旁路式Δ∑调制器的系统的方框图。
图9是在空燃比控制中应用了旁路式Δ∑调制器的系统的方框图。
图10是在自动变速器的致动器控制中应用了旁路式Δ∑调制器的系统的方框图。
具体实施例方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
1.根据本发明的一个实施方式的可变升程机构控制技术Δ∑调制等的调制算法对于控制对象的滞后特性和摩擦特性等的非线性特性具有较高的补偿能力。但是，当输入信号的变化幅度大、或者变动快的情况下，存在输出振荡的控制信号的问题。对于输入变化大的控制对象，也期望有能够有效利用Δ∑调制算法的非线性补偿效果的控制技术。
在本发明的一个实施方式中，以内燃机的可变升程机构作为控制对象。可变升程机构由凸轮、升程可变连杆、上连杆和下连杆构成，具有通过利用致制器等改变下连杆的角度，来调整气门的最大升程量的功能。根据发动机的运转状态或要求驱动力来决定气门的最大升程量。在可变升程机构的情况下，由于控制器提供的参照输入的变动幅度大至±10V，变化也快。要补偿这样的变动幅度，需要调制信号比参照输入的变动幅度大。在该情况下，控制量振荡、控制精度降低。
为了消除该问题，在本实施方式中，在可变升程机构控制中应用旁路式Δ∑调制算法。以下详细叙述。
1.1旁路式Δ∑调制算法的概略图1是旁路式Δ∑调制算法的概略图。以下，按照该概略图进行说明，首先，旁路式Δ∑调制算法将来自控制器的参照输入Rsld如式(1)这样分割为3个成分(图中A)。
Rsld(k)＝Uliftin_cent(k)+Duliftin_L(k)+Duliftin_H(k) (1)
在此，Uliftin_cent(k)表示参照输入的变动幅度的中心值成分，Duliftin_L(k)表示作为离开中心值成分Uliftin_cent(k)的一定范围内的变动的小变动成分，Duliftin_H(k)表示作为离开中心值成分Uliftin_cent(k)的一定范围内的变动的大变动成分。
接着，通过Δ∑调制算法，仅对小变动成分Duliftin_L(k)进行调制，得到小变动成分的调制成分Duliftin_L_dsm(k)(图中B)。之后，如式(2)这样再合成Duliftin_L_dsm(k)和其它成分，算出控制输入Uliftin(k)(图中C)。
Uliftin(k)＝Uliftin_cent(k)+Duliftin_L_dsm(k)+Duliftin_H(k)(2)由此，能够沿着参照输入Rsld的大局性的动态，生成振幅小的Δ∑调制信号作为控制输入。原样保存控制信号之中变动大的成分、仅对其余成分中规定振幅以内的信号成分进行Δ∑调制的技术具有作为Δ∑调制算法的特征的非线性特性补偿能力，可以生成也抑制了振荡的控制信号。
以下，对于所述的分割后的3个成分的计算方法进行说明。
1.2中心值成分Uliftin_cent的计算希望来自控制器的参照输入Rsld的中心值成分Uliftin_cent不追随参照输入的脉冲特性或小振幅的变动(条件1)，而追随参照输入的台阶状波形等的大变动(条件2)。条件1是为了提高控制的收敛性，条件2是为了提高控制的跟随性的条件。
条件1和条件2是相反的条件，对于一般的线性滤波器而言满足两个条件是不可能的。这是因为如果用线性滤波器除去脉冲波形或微小振荡等的高频成分(条件1)，则台阶状波形也被平滑化，相反，如果保持台阶状波形等的大的变动(条件2)，则高频成分的去除不完全。
因此，在本发明的一个实施方式中，采用组合了多个滤波器的非线性滤波器来提取所期望的中心值成分Uliftin_cent。图2表示在本发明的一个实施方式中采用的非线性滤波器20的结构图。在该实施方式的非线性滤波器中，把移动平均滤波器或中值滤波器的任一方21和ε滤波器22组合使用。
移动平均滤波器是计算规定的数据数的平均值的滤波器，将脉冲波形或微小振荡等的高频成分进行平滑化。按照图2的表示对滤波处理进行说明，利用从当前的输入信号Rsld(k)到m步前的输入信号Rsld(k-m)为止的m+1个数据，来算出平均值Rsld_flt(k)。移动平均滤波器一般如式(3)这样表示。
Rsld_flt(k)=1m+1Σi=0mRsld(k-i)...(3)]]>此外，移动平均滤波器是典型的线性滤波器，可用低通滤波器等的其它的线性滤波器来代替。
中值滤波器是从规定数量的数据中选择中心值的滤波器。中值滤波器是非线性滤波器的一种，对脉冲波形或微小振荡等的高频成分进行平滑化。并且，与线性滤波器相比，因台阶状波形等的平滑化而引起的变形少。中值滤波器一般如式(4)这样表示。
Rsld_flt(k)＝Fmed(Rsld(k)，Rsld(k-1)，…，Rsld(k-2m′)) (4)其中，Fmed是提取所输入的2m′+1个数据的中心值的函数。2m′+1基本上是奇数，在该情况下，中心值为第m′个的值。当2m′+1为偶数时，中心值为第m′个或第m′+1个的值，也可为二者的平均值。
ε滤波器是具有在过渡状态下原样输出输入信号，在稳定状态下输出移动平均的特性的非线性滤波器。ε滤波器基本上利用从当前的输入Rsld_flt(k)到n步前的输入Rsld_flt(k-n)为止的n+1个数据来算出移动平均值。但是，把离开当前输入Rsld_flt(k)规定阈值ε的范围以外的数据置换为Rsld_flt(k)。即，ε滤波器是具有非线性函数Fε的效果的移动平均滤波器，一般如式(5)这样表示。
Uliftin_cent(k)=1n+1Σj=0nFϵ(Rsld_flt(k-j),Rsld_flt(k))...(5)]]>其中，非线性函数Fε如式(6)这样定义。
Fϵ(X,Y)=X(Y-ϵ≤X≤Y+ϵ)Y(X<Y-ϵ,Y+ϵ<X)...(6)]]>通过利用这样的ε滤波器，能够减低稳定状态的波动，并且能够消除过渡状态的相位延迟。
图3是表示从参照输入中提取中心值成分时各滤波器的性能比较的图。图中(a)是来自控制器的参照输入Rsld。图中(b)～(d)是单独使用上述的3种滤波器(移动平均、中值、ε)时的滤波处理结果。图中(e)是在图2所示的非线性滤波器20中组合了移动平均滤波器和ε滤波器时的滤波处理结果。图中(f)是在图2所示的非线性滤波器20中组合了中值滤波器和ε滤波器时的滤波处理结果。
此外，在图3中，移动平均滤波器与中值滤波器的使用数据量分别为6个数据。另外，ε滤波器的使用数据量也为6个数据。
以下，对于各滤波处理的结果进行说明。在这些说明中，特别关注参照输入Rsld具有的脉冲特性(图3中AA)和台阶状的特性(图3中BB)。
在使用移动平均滤波器进行滤波处理时(图3(b))，虽不完全，但也抑制了参照输入Rsld的脉冲特性，对于台阶状特性的跟随性也好。但是，残留有小振幅变动的影响(图3(b)的CC)，为了使其减少，需要增加移动平均的计算中使用的数据量。在该情况下，对于台阶状变化的跟随性降低。
在使用中值滤波器时(图3(c))，去除了参照输入Rsld的脉冲特性，对于台阶状的特性的跟随性也好。但是，对小振幅变动的影响的抑制能力低(图3(c)的CC)。在中值滤波器中，为了提高小振幅变动的抑制能力，需要增加中值(中间值)计算中使用的数据量。在该情况下，对于台阶状变化的跟随性降低。
在使用ε滤波器时(图3(d))，对于台阶状的特性的跟随性非常高，不产生延迟(图3(d)的BB)。但是，对小振幅变动的影响和脉冲特性的抑制能力非常低(图3(d)的AA)。
在使用非线性滤波器20(移动平均滤波器+ε滤波器)时(图3(e))，通过移动平均滤波器抑制了脉冲特性，对于比移动平均滤波器中使用的数据的时间间隔长的时间间隔的滤波值实施ε滤波。由此，在对于台阶状特性维持高的跟随性的同时，对于脉冲特性或小振幅变动实现了高的衰减。
在使用非线性滤波器20(中值滤波器+ε滤波器)时(图3(f))，通过中值滤波器抑制了脉冲特性，对于比中值滤波器中使用的数据的时间间隔长的时间间隔的滤波值实施ε滤波。由此，在对于台阶状的特性维持高跟随性的同时(图3(f)中的BB)，对于脉冲特性或小振幅变动实现了高衰减(图3(f)中的CC)。
另外，对非线性滤波器(e)和(f)进行比较，(f)在对于台阶状特性的跟随性方面优异，(e)在脉冲特性或小振幅变动的衰减能力方面优异。
这样可以明了，在该实施方式中应用的滤波器的组合发挥了各滤波器的长处，弥补了短处。
1.3小变动成分Duliftin_L和大变动成分Duliftin_H的计算图4是示出小变动成分Duliftin_L和大变动成分Duliftin_H相对于参照输入的关系的图。对于参照输入，首先算出中心值成分Uliftin_cent，求出二者的差分Dliftin。然后，在差分Dliftin中，提取规定的分割阈值Duliftin_LMT范围内的参照输入信号作为小变动成分Duliftin_L。提取超过分割阈值的信号成分作为大变动成分Duliftin_H。
在本实施方式中，如式(7)～式(9)这样算出小变动成分Duliftin_L和大变动成分Duliftin_H。
Duliftin(k)＝Rsld(k)-Uliftin_cent(k)(7)Duliftin_L(k)=Duliftin_LMT(Duliftin(k)<Duliftin_LMT)Duliftin(k)(-Duliftin_LMT≤Duliftin(k)≤Duliftin_LMT)...(8)-Duliftin_LMT(Duliftin(k)<-Duliftin_LMT)]]>Duliftin_H(k)=Duliftin(k)-Duliftin_LMT(Duliftin(k)<Duliftin_LMT)0(-Duliftin_LMT≤Duliftin(k)≤Duliftin_LMT)Duliftin(k)+Duliftin_LMT(Duliftin(k)<-Duliftin_LMT)...(9)]]>1.4Δ∑调制小变动成分Duliftin_L_DSM的计算接着，在分割后的成分中，通过Δ∑调制算法对小变动成分Duliftin_L进行调制，算出变动小变动成分Duliftin_L_DSM。具体地，执行如下所示的运算。
如式(10)所示，小变动成分Duliftin_L不经任何处理而成为Δ∑调制的输入值r(k)。这是因为，虽然通常在Δ∑调制中进行限幅处理或偏移处理等的前处理，但小变动成分Duliftin_L是在分割阈值(±Duliftin_LMT)的范围内提取的成分，所以等同于已经实施了这些前处理。
r(k)＝Duliftin_L(k) (10)接着如式(11)所示，算出输入值r(k)与前一时刻k-1的调制信号u(k-1)之间的偏差δ(k)。接着，如式(12)所示，对偏差信号δ(k)与前一时刻k-1的偏差积分值σ(k-1)进行相加，算出偏差积分值σ(k)。
δ(k)＝r(k)-u(k-1)(11)σ(k)＝σ(k-1)+δ(k) (12)接着，如式(13)所示，偏差积分值σ(k)应用非线性函数fnl而二值化为+R或-R。即，若偏差积分值σ(k)在0以上，则非线性函数fnl输出+R的调制信号u(k)，若偏差积分值σ(k)小于0，则非线性函数输出-R的调制信号。在此，R是比输入值r的绝对值的最大值大的规定值。并且，非线性函数fnl在偏差积分值σ(k)为0时，也可输出0作为调制信号。接着，如式(14)所示，输出调制信号u(k)作为调制小变动成分Duliftin_L_DSM。
u(k)＝fnl(σ(k))(13)Duliftin_L_dsm(k)＝u(k) (14)1.5可变升程机构控制系统图5是包含了此前说明的旁路式Δ∑调制器52的可变升程机构控制系统50的方框图。
首先，对控制器51输入目标升程量和计测值liftin。该计测值是使用设置在可变升程机构56中的传感器55，以公知的方法计测到的最大升程量。控制器算出作为用于消除误差的修正量的参照输入Rsld。接着，把参照输入Rsld输入旁路式Δ∑调制器52，通过非线性滤波器20提取出中间值成分Uliftin_cent。
接着，通过阈值把参照输入Rsld与中间值成分Uliftin_cent之间的差分再次分割为小变动成分Dliftin_L和大变动成分Dliftin_H。对于小变动成分Dliftin_L进行基于Δ∑调制算法54的运算处理，算出Δ∑调制小变动成分Dliftin_L_dsm。最后，合成中间值成分、大变动成分和调制小变动成分，生成控制输入Uliftin。
此外，在上述系统中，作为调制器使用了Δ∑调制算法54，但也可以使用Δ调制算法64或∑Δ调制算法74来构成调制器。
图6是应用了Δ调制算法64的可变升程机构控制系统60的方框图。以Δ调制算法64进行的运算如式(15)至式(19)所示。
r(k)＝Duliftin_L(k) (15)σu(k)＝σu(k-1)+u(k-1) (16)δru(k)＝r(k)-σu(k) (17)u(k)＝fnl(δru(k)) (18)Duliftin_L_dsm(k)＝u(k) (19)图7是应用了∑Δ调制算法74的可变升程机构控制系统70的方框图。以∑Δ调制算法74进行的运算如式(20)至式(24)所示。
r(k)＝Duliftin_L(k) (20)σr(k)＝σr(k-1)+r(k)(21)σu(k)＝σu(k-1)+u(k-1) (22)δru(k)＝σr(k)-σu(k) (23)Duliftin_L_dsm(k)＝u(k) (24)2.对其它控制对象的应用现有的Δ∑调制等的调制算法具有高的非线性补偿能力，但存在对控制量的变动大的控制对象产生振荡等的问题。根据本发明的旁路式调制算法对于这样的控制对象也可适用。在本发明的另一实施方式中，对于可变升程机构以外的、利用现有的调制算法在控制上存在问题的控制对象也应用了旁路式调制算法。
图8是在可变相位机构86中应用了旁路式Δ∑调制器52的控制系统80的方框图。可变相位机构86通过使用油压或电磁制动器等改变凸轮相位Cain来控制气门正时。在该情况下，与现有的调制器相比，调制幅度变小，并且能够通过调制输入来补偿油压电磁元件或电磁制动器的迟滞特性或低控制分辩能力，从而提高相位Cain的控制性。
图9是在空燃比控制中应用了旁路式Δ∑调制器52的系统90的方框图。空燃比控制系统通过燃料参数Ufuel(例如燃料修正量)的调整来将安装在排气系统中的排气传感器95的输出Vex控制为目标值Vex_cmd。在该情况下，可以补偿发动机96或催化剂的响应延迟或偏差，将排气传感器输出Vex高精度地控制在排气中的有害成分变少的目标值处。并且，通过减小作为控制输入的燃料参数的变化幅度，可以使发动机96中的燃烧变动变少，更加减少未燃烧的HC(碳化氢)。
图10是在自动变速器的致动器控制中应用了旁路式Δ∑调制器52的系统100的方框图。自动变速器的致动器控制可列举出AMT(自动手动变速箱)的离合器或换档控制用的油压或电动致动器的位置决定控制、AT(自动变速箱)的油压多板离合器的接合、断开、滑移率控制、以及带式CVT(无级变速器)的侧压控制等。在这些控制中，由于自动变速器机构106或致动器的摩擦和/或迟滞特性，难以确保高的控制性。因此，通过如图10所示这样应用旁路式Δ∑调制器52，能够实现高的控制性，实现因变速时的变速冲击的减低和传动效率的提高而带来的燃料效率的提高。
此外，在图8至图10中所示的系统中，作为调制器使用了旁路式Δ∑调制器52，但也可以使用旁路式Δ调制器62或旁路式∑Δ调制器72。
权利要求
1.一种使用了调制算法的设备控制装置，该控制装置具有计算用于将所述设备的输出控制为目标值的初步控制输入的单元；把所述初步控制输入分割为多个成分的单元；对所述多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入的单元。
2.根据权利要求1所述的设备控制装置，其中所述多个成分具有对所述初步控制输入进行滤波处理而算出的第1成分；所述初步控制输入和所述第1成分的差分之中、包含在规定的绝对值内的第2成分，所述第2成分被调制。
3.根据权利要求1所述的设备控制装置，其中所述调制使用Δ∑调制算法、∑Δ调制算法或Δ调制算法中的任意一种来进行。
4.根据权利要求2所述的设备控制装置，其中所述滤波处理使用线性滤波器或中值滤波器来执行滤波处理。
5.根据权利要求4所述的设备控制装置，其中，所述滤波处理还使用ε滤波器来执行滤波处理。
6.根据权利要求2所述的设备控制装置，其中，所述滤波处理使用ε滤波器来执行滤波处理。
7.一种内燃机的可变升程机构的控制装置，该控制装置使用了调制算法，具有计算用于将所述可变升程机构的最大升程量控制为目标升程量的初步控制输入的单元；把所述初步控制输入分割为多个成分的单元；对所述多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入的单元。
8.一种内燃机的可变相位机构的控制装置，该控制装置使用了调制算法，具有计算用于将所述可变相位机构的凸轮相位控制为目标相位的初步控制输入的单元；把所述初步控制输入分割为多个成分的单元；对所述多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入的单元。
9.一种内燃机的空燃比控制装置，该控制装置使用了调制算法，具有计算用于将排气传感器输出控制为目标值的初步控制输入的单元；把所述初步控制输入分割为多个成分的单元；对所述多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入的单元。
10.一种内燃机的自动变速器的控制装置，该控制装置使用了调制算法，具有计算用于将所述自动变速器的输出位置控制为目标位置的初步控制输入的单元；把所述初步控制输入分割为多个成分的单元；对所述多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入的单元。
11.一种使用了调制算法的设备控制方法，该控制方法包括以下步骤计算用于将所述设备的输出控制为目标值的初步控制输入；把所述初步控制输入分割为多个成分；对所述多个成分中的至少一个进行调制；以及把调制后的所述成分与其它成分相加来生成控制输入。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述设备是内燃机。
全文摘要
使用调制算法的设备控制装置以及控制方法。本发明提供对非线性特性强的设备也可充分地补偿非线性特性、并且对控制量的变动大的设备也可满足跟随性、稳定性的控制技术。本发明提供使用调制算法的设备控制装置。该控制装置具有计算用于将设备的输出控制为目标值的初步控制输入的单元；把初步控制输入分割为多个成分的单元；对多个成分中的至少一个进行调制的单元；以及把调制后的成分与其它成分相加而生成控制输入的单元。由此，可以在维持通过现有调制算法实现的对于设备的摩擦或迟滞等的非线性特性的补偿能力的同时，使调制引起的输入变动最小。因此，即使在初步控制输入变化大的设备中，也能够防止输出变为振荡，从而提高控制性。
文档编号G05B13/02GK1934510SQ20058000904
公开日2007年3月21日 申请日期2005年3月17日 优先权日2004年3月23日
发明者安井裕司, 下城孝名子 申请人:本田技研工业株式会社