专利名称：变压器耦合的并联型开关式稳压电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子技术，尤其是工作在开关状态、采用变压器耦合的并联电路和振荡管基极RC定时的自激型间歇振荡器、将非稳定的中压交/直流电源的电压变换成稳定的另一种或另多种电压值的直流电压并馈给一路或多路负载的变换器。
背景技术：
变压器耦合的并联型开关式稳压电源的应用很广，除自成系列产品(如开关式稳压电源、不停电电源即UPS、充电器等)之外，还是彩色电视接收机(以下简称彩电)、电脑、影碟机、示波器等许多电器、仪器的不可或缺的组成部分(其中包括社会拥有量很大者)。彩电中的开关式稳压电源，早期产品多采用串联型电路，自录象机、卡拉OK、影碟机出现后，均采用变压器耦合的并联型电路(以使彩电的音视频接口与电网隔离、保证使用者的人身安全)，其电路有许多种(其中的几种电路很流行)，不胜枚举。对于CRT彩电(传统的采用阴极射线管式彩色显象管即彩管的彩电)中的开关式稳压电源，其输出端的滤波电解电容器与行输出级放大三极管(以下简称行管)的被击穿、行输出变压器的各绕组的组间击穿等情况将造成其输出端短路，彩管的束电流失控、行输出变压器内的绕圈的局部短路等情况将造成其超载，行输出级未工作将造成其轻载，某些元器件的损坏、印刷电路板上的焊点脱焊与铜条断裂、修理人员的疏忽等情况将造成其空载或瞬间空载，对于充电器与不停电电源中的开关式稳压电源，蓄电池过放电后的充电将造成其超载，若要求蓄电池充电至电压升到厂家推荐值后其电压不再升高，则相当于其空载，现有的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，很少有能在电路较简、元器件较少、成本较低、效率较高的前提下，能在额定负载、轻载、空载、超载、输出端短路等情况下均能安全而有效地运行者，提供能满足上述要求的产品，是本发明的目的。
附图1-3是三种应用于CRT彩电的本发明的电路图，三者的电路复杂度、电路构成、技术特征、优缺点各不相同，附图4是应用于不停电电源(UPS)的本发明的电路图，为简化计，各电路图均未绘出整流滤波电路，变换器的输出电路也只绘出一路，实际上允许有多路输出电路，下文将详细说明各电路图的元器件、电路构成、工作原理、优缺点等。
发明内容
一般将电池电压和安全电压称为低压，将1KV以上的电压称为次高压、高压、超高压，二者之间的电压可称为中压，它涵盖了世界各国各地区的电网供给居民和一般企业的交直流电源电压，以及其中的交流电源电压经整流而得到的直流电压。为简化计，下文将单相交流电源(我国制式是220V/50HZ)的电压称为交流中压，记作U1，其经整流、滤波后得到的直流电压称为直流中压，记作U2，将CRT彩电的开关式稳压电源的主输出电压称作“110V直流中压”——后者的大部分电流是供给行输出级的，实际产品的设定电压值分为103V/104V/106V/107V/110V/111V/112V/113V/114V/115V/116V/117V/118V/130V/134V等多档(甚至有含0.5V者)，为简化计，统称为“110V直流中压”。
开关式稳压电源中，有的三极管会在某期间承受反向电压，如加在NPN型三极管的电压是集电极为负、发射极为正，此时集电结处于正偏置、发射结处于反偏置，发射结的反向击穿电压的下限值仅为4-5V(手册值、实测值均如此)，超过即击穿，三极管便呈现稳压二极管的伏安特性，应防止之，此外，若在不击穿的范围内进行放大则有电流增益，据实测，硅三极管C2655Y在Uec＝0.5V时的直流放大系数为10倍左右(le＝200mA)或15倍左右(le＝100mA)或20倍左右(le＝25mA)，若在电路设计中予以利用，则可减少元器件数量和电路复杂度。
若供给电压为中压单相交流电源电压即交流中压U1，则开关式稳压电源必须设置将交流中压U1变换成直流中压U2的整流滤波电路，后者包括电源插头、电源线、熔断器、电源开关、全波整流器即桥式整流器或全波倍压整流器、限制开机浪涌电流的线绕电阻器、滤波电解电容器并顺序电联接，为使产品的电磁兼容性达标，在全波整流器的交流输入端或/和直流输出端中串联不少于一节的由双圈式高频阻流圈即共模电感器与电容器组成的桥式高频滤波网路，以上均是已有技术，为简化计，本发明的各附图均未绘出整流滤波电路，只在开关式稳压电源的输入端标注U2即直流中压也即整流滤波电路的输出电压。
附图1是本发明的基本电路图，采用振荡-换能变压器耦合的并联电路、振荡管基极RC定时的自激型间歇振荡器作变换器，振荡-换能变压器T1采用磁路闭合、仅留有微小间隙的铁氧体磁芯，其至少有3个绕组，即集电极绕组n1、基极绕组n2、输出绕组n3，变换器的电路是，直流中压U2的正极分别联接启动电阻器R1+R2的某一端/振荡-换能变压器T1的集电极绕组n1的某一端，后者(n1)的另一端(圆点标记)联接振荡管即NPN型大功率三极管Q1的集电极，后者(Q1)的基极分别联接启动电阻器R1+R2的另一端/电流放大管即NPN型三极管Q2的集电极/定时电容器C1的某一端，后者(C1)的另一端联接定时电阻器R5的某一端，后者(R5)的另一端联接基极绕组n2的某一端，振荡管Q1的发射极联接电阻器R6的某一端，后者(R6)的另一端、电流放大管Q2的发射极、基极绕组n2的另一端即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)均联接直流中压U2的负极；振荡-换能变压器T1的输出绕组n3的某一端分别联接电解电容器C10的负极/电阻器R10的某一端/负载的某一端且为输出电压U3的负极，输出绕组n3的另一端即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)分别联接整流二极管D9的正极/电容器C9的某一端，后者(C9)的另一端分别联接二极管D9的负极/电解电容器C10的正极/电阻器R10的另一端/负载的另一端且为输出电压U3的正极，输出绕组n3、二极管D9、电容器C9、电解电容器C10、负载等组成输出电路，其可以是一路，也可以是多路；在振荡管Q1从导通转换为截止的瞬间集电极绕组n1将产生很高的过冲脉冲电压，可能击穿Q1，因此必须设置对其的吸收电路，下述的吸收电路较好，所述的集电极绕组n1的“某一端”分别联接电阻器R3的某一端/电容器C3的某一端，后者(C3)的另一端分别联接电阻器R3的另一端/电容器C2的某一端/二极管D2的负极，后者(D2)的正极分别联接电容器C2的另一端/集电极绕组n1的“另一端”即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)；设置间接取样的输出电压负反馈调控电路，其包括输出电压误差放大级、电流放大级即电流放大管Q2及相关元器件，在振荡-换能变压器T1中设置取样绕组n4，后者(n4)的某一端分别联接直流中压U2的负极/电解电容器C12的负极，取样绕组n4的另一端即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)联接整流二极管D7的正极，二极管D7的负极联接电解电容器C12的正极，电解电容器C12两端的电压即为输出电压误差放大级(图中C12以右部分电路)的供给电压，后者的误差放大管Q4采用PNP型三极管并据此设计误差放大级电路，这是一个典型电路，R17与D6为Q4的发射极提供基准电压，R15与R13+R14分压为Q4基极提供取样电压，Q4的集电极串联限流电阻器R16后再联接副电流放大管Q3的基极；开机即接通电源后，由R1+R2提供偏流而使Q1导通、并因n2与n1间的正反馈而饱和，进入其导通期，Q1的集电极电流线性增长，而其基极电流却因C1的充电、电压升高(极性是右正左负)而减少，直至其基极电流支持不了其集电极电流的增长而使Q1退出饱和、其管压降增大，又因n2与n1间的正反馈而迅速转换为截止而进入其截止期，T1的各绕组均产生相当大的脉冲电压(极性均是圆点标记端为正极性)，n3的脉冲电压经D9整流、C10滤波成直流电压即输出电压U3并馈给负载，n4的脉冲电压经D7整流、C12滤波成直流电压并馈给以Q4为中心的输出电压误差放大级，n2的脉冲电压产生流经Q2(设其反向导通)、C1、R5的电流即C1的放电和反向充电电流，若其电流足够大，那么在T1将其在Q1导通期间存储的能量全部变换给输出电路和取样电路即能量变换期结束后，C1的反向充电电压(极性是左正右负)将达到Q1的基极导通电压值以上，则Q1立即再导通，开始下一周期的振荡……如此振荡若干个周期后，U3和C12端电压将升至设定值，若再稍有增长，则输出电压误差放大管Q4导通即产生集电极电流而对电流放大管Q2进行调控，如果Q1截止后的能量变换期间C1的放电和反向充电电流不够大，则在能量变换期结束时C1的反向充电电压将低于Q1的基极导通电压值，Q1将继续截止，直至流经启动电阻器R1+R2和C1的电流将C1反向充电至其电压达到Q1的基极导通电压值时Q1才再导通，于是在Q1截止后的能量变换期结束后出现了一个休止期，它延长了Q1的截止期，若用三极管调控C1的放电和反向充电电流，则可调控休止期和Q1的截止期，此法和常规的电流放大管Q2调控Q1的集电极电流峰值和其导通期相结合，可将输出电压的变动限制在微小的程度，即取得稳压输出特性，而且其振荡的周期和频率的变动相对较小，显然，让电流放大管Q2兼司上述的两种调控功能有些勉为其难，难以作到两全其美，不如增设一个副电流放大三极管Q3，专司调控C1的放电和反向充电电流的功能，可以作到Q2与Q3各司其职、两全其美。关于实现上述技术方案的电路方案的考虑串联方案，在定时电容器C1的放电和反向充电电流的电路中串联副电流放大管，以限制电流的方式进行调控，但当变换器的输出电压达设定值以上并有所增大时，输出电压误差放大管的集电极电流有所增大，此时却要求副电流放大管的集电极电流有所减小而使休止期延长，故二者间不能直接耦合，需要倒相，还有个起控点的设置问题，电路将趋向复杂，元器件将较多，属下策，放弃；并联方案，在C1的放电和反向充电电路中使副电流放大管与C1并联，以分流的方式进行调控，但在定时电容器C1放电期间C1的电压极性是右正左负，调控三极管承受反向电压、电压极性与电流方向相反而不能工作，只能在C1反向充电期间才能放大和调控，即调控的动态范围受限而得不到很好的空载性能，也非上策，也不能采用；外加电流方案，即开辟一条串联副电流放大管、其电流不流经C1的电流通道，在Q1截止后的能量变换期间提供电流并流经定时电阻器R5使之产生电压降，对于C1而言，R5的电压降部分地、甚至可全部地抵消掉n2的脉冲电压而使C1的放电和反向充电电流减小甚至为零，调控副电流放大管的电流即可反方向地调控C1的放电和反向充电电流，极端情况下可使C1完全不放电，可取得极好的空载性能。附图1中，副电流放大管即NPN型三极管Q3的发射极联接定时电容器C1与定时电阻器R5的联接点，其集电极分别联接电阻器R7的某一端/二极管D1的负极/电容器C4的某一端/电阻器R8的某一端，副电流放大管Q3的基极分别联接电容器C5的某一端/限流电阻器R16的某一端，电阻器R16的另一端联接输出电压误差放大管即PNP型三极管Q4的集电极，电阻器R7的另一端联接电流放大管Q2的基极，二极管D1的正极、电阻器R8的另一端、两个电容器即C4和C5的另一端均联接直流中压U2的负极；假设变换器已进入稳态运行，输出电压U3和C12端电压均达设定值，若二者因U2增长或/和负载减轻而有所增大，则Q4的集电极电流也有所增大，并在Q1导通期间经Q3(反向工作)、Q2的放大而调控Q1的基极电流、集电流电流峰值、导通期而使三者均有所减小，在Q1截止后的能量变换期间，n2的脉冲电压(极性是下正上负)产生三路电流，一路是经反向工作的Q2而流向C1和R5即为C1提供放电和反向充电电流，另一路是经D1、R7、Q2的集电结而流向C1和R5即为反向工作的Q2提供偏流，第三路经D1、Q3而流向R5，增大的Q4集电极电流经Q3放大而使R5的电压降有所增大和Q3的管压降有所减小，从而使Q2的偏流和集电极电流有所减小，即C1的放电和反向充电电流有所减小，最后使Q1的休止期和截止期有所延长，若输出电压U3和C12端电压有所减小，则Q4的集电极电流和Q1导通期内的Q2的集电极电流、Q1截止后的能量变换期间的Q3的集电极电流均有所减小、C1的放电和反向充电电流有所增大，最后导致Q1的集电极电流峰值有所增大、导通期有所延长、截止期有所缩短，以上两个调控过程均使输出电压变动微小即取得稳压输出特性；图中的电容器C2、C4、C5、C9均用以改善瞬态特性；输出电压误差放大管Q4的集电极与基极之间跨接电容器C8而产生电压负反馈、使Q4对取样电压中的纹波部分不予以放大以避免不良影响；从理论上而言，在极端情况下即空载时，变换器必须有那怕是很轻的负载才能保证输出电压不会有显著的升高而保证变换器和负载的安全，为此，一是加大C3的电容量，使R3在整个振荡周期内也有一定的电功耗，二是在输出电压U3两端跨接一个假负载电阻R10而有少量的电功耗；现有的很多彩电中的开关式稳压电源不用电阻器R6，我以为不妥，因为在开机启动过程中，输出电压未达设定值，输出电压负反馈调控电路失控，Q1的集电极电流峰值很大，往往会超过其极限值，虽然不会立即造成Q1损坏，但会造成其PN结轻微的劣化，在开机启动若干次后，最终Q1会因其PN结的劣化而损坏，使用R6会在相当程度上减免之；若此电路图用于CRT彩电，且输出电压U3为主输出电压(允许有其他输出电路)即110V直流中压，则应在其电路中设置输出电压过压保护电路，例如图中R11、Q7、C11，Q7是击穿电压为140V至150V的晶闸管(可控硅)，当输出电压U3因故升高至140V-150V时，Q7被击穿并维持导通且饱和(R11限流)，U3很低，致使T1的各绕组在Q1截止后的脉冲电压均很低，其中n2的脉冲电压接近于零，使C1几乎不能放电，只能依赖于能量变换期结束后流经R1+R2和C1的电流慢慢地将C1放电和反向充电至电压值达到Q1的基极导通电压Q1才再导通，于是“休止期”和Q1的截止期及振荡周期均被极大地延长(振荡频率会从超音频降至音频)，最后导致变换器的电功耗相当小，振荡管Q1及其他元器件均不会损坏，C11用以旁路干扰电波而避免Q7被误触发。若取消n4、D7、C12，将以Q4为中心的输出电压误差放大级(Q4、D6、R13-R17、C8)移至输出电路中、将输出电压U3作为其供给电压，并使输出电压U3的负极联接直流中压U2的负极，则构成直接取样的输出电压负反馈调控电路，因输出端与电网相联，为人身安全计，只能应用于封闭性很强的设备中，如某些充电器。直接取样和下述的直接取样加光电耦合器的输出电压负反馈调控电路中的输出电压误差放大级均设置在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中。
附图1中，若增设锗二极管D5且其正极与负极分别联接上述的副电流放大管Q3的基极与集电极、副电流放大管Q3采用硅三极管，则在Q1导通期间Q4的集电极电流将由D5旁路而不流经Q3的集电结，即Q3不再作反向放大，Q4对Q1的基极电流和集电极电流峰值及导通期的调控有所弱化，相对地Q4、Q3对Q1的截止期的调控有所强化，因调控而导致的振荡的周期和频率的变动相对较小，有利于提高变换效率。
附图2是另一种应用于CRT彩电的本发明的电路图，其输出电压负反馈调控电路采用直接取样加光电耦合器的隔离型电路，它是在上述的直接取样的输出电压负反馈调控电路的基础上增加光电耦合器等元器件而成，其电路是，启动电阻器R1+R2的“另一端”不直接联接振荡管Q1的基极，而改为分别联接电容器C6的某一端/电阻器R4的某一端/二极管D3的负极/预电流放大管即PNP型三极管Q8的发射极/电阻器R12的某一端，电阻器R12的另一端分别联接三极管Q8的基极/光电耦合器Q5中的光敏三极管即NPN型三极管的集电极，光敏三极管的发射极分别联接三极管Q8的集电极/电容器C5的某一端/二极管D4的正极/二极管D5的正极，二极管D4的负极联接副电流放大管Q3的基极，二极管D5的负极联接副电流放大管Q3的集电极，后者(Q3)采用硅管，两个二极管(D4、D5)均采用锗管或均采用硅管，或分别采用硅管(D4)与锗管(D5)，电容器C5和C6的另一端均联接直流中压U2的负极，电阻器R4的另一端联接振荡管Q1的基极，二极管D3的正极联接基极绕组n2的“某一端”，以输出电压U3即110V直流中压为供电电压、以采用NPN型三极管的输出电压误差放大管Q4为中心并据此设计误差放大级电路、包括相关元器件(D6、R13-R17、C8)而组成典型的输出电压误差放大级，误差放大管Q4的集电极串联限流电阻器R16后联接光电耦合器Q5中的发光二极管的负极，另设置“待机”功能电流放大管即NPN型三极管Q6，其集电极联接输出电压误差放大管Q4的集电极，其发射极联接输出电压U3的负极即接地，其基极分别联接电阻器R24的某一端/电阻器R25的某一端且其另一端接地，电阻器R24的另一端联接微处理器CPU的电源开关脚P，还设置辅助电源U4(5V)，其负极接地，其正极联接隔离二极管D10的正极，二极管D10的负极分别联接光电耦合器Q5中的发光二极管的正极/电阻器R22的某一端/电阻器R23的某一端且其另一端接地，电阻器R22的另一端联接输出电压U3的正极；其工作原理是，Q4的集电极电流使Q5中的发光二极管发光，照射Q5中的光敏三极管使之内阻减小，而光敏三极管又是Q8的偏流电阻，故Q4的集电极电流变量最后变换成Q8的集电极电流变量，光电耦合器Q5的插入实现了输出电路与电网的电气隔离，因启动电阻器R1+R2的电阻值很大，流过的电流仅1mA左右，且其数值主要由U2和R1+R2决定，当Q8的集电极电流增长到一定数值后Q8的发射极电压便直线降低，接入D3后，在Q1的导通期间，可取得n2电压的支持而使Q8的集电极电流的增长不受影响，在Q1截止后的能量变换期结束后的休止期间，由于Q8的分流，流经R1+R2、R4和C1等而给C1进行放电和反向充电的电流有所减小，即调控休止期和Q1的截止期的动态范围有所扩展，调控所引起的振荡的周期和频率的变动相对较小，此点优于附图1的电路，此外，若CPU收到暂停的指令、其电源开关脚P出现高电平，则Q6导通并饱和(若CPU作相反的设计，则要增设倒相级)，流过Q5中的发光二极管的电流和Q8的集电极电流均相当大，在“休止期”内，Q8的集电极电流小部分流经D4、Q3的发射结、R5，大部分流过D5、Q3、R5，R8两端的电压降将升高至Q2的基极导通电压，于是Q2导通，关断Q1，彩电便处于待机状态，较大的Q6的集电极电流主要是由辅助电源U4提供的，在Q1关断后，U3等消失，但U4仍然存在，继续提供电流而维持上述的Q6饱和、Q2导通、Q1截止的待机状态(为改善瞬态特性、有利于关断Q1，电流放大管Q2的集电极与发射极之间跨接电容器C7)，当CPU收到开机的指令后，其电源开关脚P转为低电平，Q6转为截止，于是便恢复到稳态运作状态，上述的开机状态与待机状态可频繁地转换，为无触点控制式待机功能，是彩电的必不可少的功能之一。
现有很多型号的彩电的开关式稳压电源没有设置输出电压过压保护电路，我以为不妥，开关式稳压电源的输出电压负反馈调控电路的元器件较多，出现故障的几率较大，一旦出现故障而停止工作，其输出电压将失控即大幅度地升高，将危及彩电的所有电路而造成损坏，据发明人的大量实践经验，损坏最多的是行管、开关式稳压电源中的振荡管和电流放大管、限制开机浪涌电流的线绕电阻器及其他相关元器件、伴音与场扫描的功放级(集成电路或功放管)，甚至会造成行输出变压器的组间击穿、线圈局部短路和彩管内电极间放电……波及的范围和造成的损失都很大，可说是彩电的第一大故障，故输出电压过压保护电路是必不可少的，况且其成本的增加也相当有限。彩电的开关式稳压电源应在其输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电压过压保护电路，例如用于CRT彩电的附图2中，输出电压U3为110V直流中压，输出电压U3的正极联接电阻器R18的某一端，电阻器R18的另一端分别联接电阻器R19的某一端/稳压二极管D8的负极，后者(D8)的正极分别联接电阻器R21的某一端/电容器C11的某一端/小功率晶闸管Q7的控制板，后者(Q7)的阳极联接输出电压误差放大管Q4的集电极，电阻器R19的另一端联接变阻器R20的某一端，变阻器R20和电阻器R21及电容器C11的另一端、小功率晶闸管Q7的阴极均联接输出电压U3的负极即接地；R18-R20和D8等组成对输出电压U3的取样——比较电路，若输出电压U3超过设定值，则D8击穿、Q7被触发而导通且饱和，其阳极电流即流过光电耦合器Q5中的发光二极管的电流相当大(由辅助电源U4供电)，关断Q1，只要不排除故障，即使开关电源无数次，Q1始终会被关断，小功率晶闸管Q7的控制极还可并联其他的取样——比较电路(必要时串联隔离二极管)，如对行输出变压器的某绕组的回扫脉冲电压的取样——比较电路，对行管的发射极电流的取样——比较电路，当行输出变压器各绕组的回扫脉冲电压或行管的发射极电流超过某设定值或某调定值时即关断Q1，可有效地防止故障范围的扩大和损失的增加，提高可靠性。
附图3是另一种应用于CRT采电的本发明的电路图，其中的大部分电路与附图2相同，不再赘述，仅就不相同的部分电路进行说明所述的振荡-换能变压器T1的基极绕组n2有一个抽头，此抽头联接所述的定时电容器C1的“另一端”，基极绕组n2的某一端分别联接所述的二极管D3的正极/二极管D4的负极，二极管D4的正极分别联接电阻器R9的某一端/所述的副电流放大管即NPN型三极管Q3的发射极，后者(Q3)的基极分别联接电阻器R9的另一端/所述的电容器C5的“某一端”/光电耦合器Q5中的光敏三极管即NPN型三极管的发射极，光敏三极管的集电极分别联接二极管D3的负极/启动电阻器R1+R2的“另一端”/电容器C6的“某一端”/电阻器R4的“某一端”，基极绕组n2的另一端即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(园点标记)联接定时电阻器R5的某一端，后者(R5)的另一端联接直流中压U2的负极；稳态运行中，Q1导通期间，因D4的隔离，Q3截止，Q5的发射极电流流经Q3的集电结、R7而馈入Q2基极，Q2调控Q1的基极电流、集电极电流峰值、导通期，Q1截止后，n2电压反向，Q3导通，Q5中的光敏三极管的发射极电流馈入Q3的发射结，经Q3放大后的电流流经R5并产生电压降(极性是上正下负)，由于Q3电路的供给电压是n2＝n2a+n2b的电压，高于n2a(n2a相当于附图1、2中的n2)的电压(二者的电压极性均是下正上负)，在极端情况下即变换器处于空载时，Q3电流在R5上的电压降的绝对值可超过n2a电压，即可抵消掉n2a电压、甚至抵消掉n2a电压和C1充电电压的迭加电压，使得反向工作的Q2的集电结电压达不到其导通值，即Q2截止，C1难以放电，致使“休止期”极长，即“休止期”和Q1的截止期的调控动态范围被极大地扩展，变换器空载时的电功耗很小(详见下文)，此点显著地优于附图1、2中的n2无抽头的电路，此外，当Q6或Q7起控时，在“休止期”内，Q5中的光敏三极管的发射极电流相当大，其中一路流经Q3的发射结和R9、D4、R5，另一路流经Q3的集电结和R8，若二极管D4和三极管Q2均采用硅管，则R8的电压降将升高而使Q2导通，Q1的基极电压接近于零，Q1被关断，而附图2中Q1被关断时其基极电压稍低于0.5V，故前者更有效、更可靠；若如附图2所示、使用上述的预电流放大管Q8和电阻器R12时，那么副电流放大管Q3的基极还联接预电流放大管Q8的集电极；当改用直接取样或间接取样的输出电压负反馈调控电路时，副电流放大管Q3的基极改为联接上述的限流电阻器R16的“另一端”(附图1)；此图中取消了如附图2所示的预电流放大管即PNP型三极管Q8和电阻器R12，应用于CRT采电是可行的。
附图4是应用于不停电电源(UPS)的本发明的电路图，其中的部分电路与附图3相同，不再赘述，仅就不相同的部分电路进行说明在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电流误差放大级，其误差放大管即PNP型三极管Q9的发射极和电阻器R26的某一端均联接所述的整流二极管D9的负极和电解电容器C10的正极等，电阻器R26的另一端联接电阻器R27的某一端且为输出电压U3的正极，电阻器R27的另一端分别联接电容器C13的某一端/三极管Q9的基极，后者(Q9)的集电极分别联接电容器C13的另一端/限流电阻器R28的某一端，后者(R28)的另一端联接光电耦合器Q5中的发光二极管的正极，此发光二极管的负极联接输出电压U3的负极；在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电压误差放大级，所述的输出电压U3的正极分别联接输出电压误差放大管即PNP型三极管Q4的发射极/电阻器R13的某一端，电阻器R13的另一端分别联接电阻器R14的某一端/变阻器R15的某一端，变阻器(R15)的另一端联接稳压二极管D6的负极，后者(D6)的正极联接二极管D11的正极，二极管D11的负极联接输出电压U3的负极，电阻器R14的另一端分别联接电容器C8的某一端/误差放大管(Q4)的基极，后者(Q4)的集电极分别联接电容器C8的另一端/限流电阻器R16的某一端，电阻器(R16)的另一端联接光电耦合器Q5中的发光二极管的正极；输出电压U3的两端还并联蓄电池BATT且二者的正、负极相互对应，输出电压U3的两端还外接负载(不外接负载者为充电器)；若输出电流超过某设定值，则它在R26上的电压降使Q9导通并通过Q5、Q3、Q2而进行负反馈调控，使输出电压U3降低而输出电流控制在某设定值附近；当输出电压U3超过某设定值时，D6被击穿、Q4导通，并通过Q5、Q3、Q2而进行负反馈调控，使输出电压U3控制在某设定值附近，在不使用交流电源、BATT的电压降低至D6的击穿电压值以下后，此取样-比较电路则无电流消耗，考虑到稳压二极管D6用管的电参数的离散性，启用变阻器R15和二极管D11，串联在取样-比较电路中并按正向工作的二极管至少是一个(D11)、可以是多个串联，并相应的在产品的印刷电路板上作出能用焊锡方便地短路每个二极管的设计，在产品生产的调试中，必要时用焊锡短路某一个或某几个二极管，此为U3的粗调，而变阻器R15为其细调；设置R14、R16、C8与R27、R28、C13，以产生针对高频的电压负反馈，使Q4与Q9对取样电压中的纹波成分不作放大，以减免其不良影响；图中的输出电压误差放大管Q4和输出电流误差放大管Q9也可同时改用NPN型三极管并据此而变更相关电路；另设置工作指示灯电路——输出绕组n3的某一端联接发光二极管D12的负极，后者(D12)的正极联接电阻器R29的某一端，电阻器(R29)的另一端联接输出绕组n3的另一端即在振荡管Q1截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)，n3的脉冲电压被D12整流并发光，R29限制电流，D12为变换器的工作指示灯，变换器正常工作则其发光，反之则其熄灭，应在产品的面板上设置观察窗，发光二极管D12位处观察窗内并靠近之；据实测，发光二极管的反向击穿电压值一般在100V以下，较低者在20V上下，故工作指示灯电路应设置在振荡一换能变压器T1的某个低压绕组中，当然应当优先选用输出绕组或多路输出电路中的输出功率较大的输出绕组——对输出电路的状态的反映更直观一些，图中的输出绕组n3即是低压绕组；此开关式稳压电源对蓄电池BATT的充电，前期为恒流充电，待其电压逐渐升高后便自动转变为稳压充电，比较理想；图中的电路若改成直接取样的输出电流/输出电压负反馈调控电路亦可，此时输出电压U3的负极联接直流中压U2的负极，限流电阻器R16和R28的“另一端”改为均联接副电流放大管Q3的基极(若改用附图2的电路图，还要串联D4)，不用C6、R4、D3、Q5等，为安全计，不能外接负载即不能作不停电电源，只能作封闭性强的充电器。
本发明的研发过程中进行了大量的实验，先根据前文所述的调控定时电容器C1的放电和反向充电电流的三种电路方案即串联方案、并联方案、外加电流方案分别制作了实验样机，进行运行、测试、电路优化、性能比较，结果淘汰了串联方案和并联方案，优选了外加电流方案，然后进行了后期实验，实验样机的运行和测量并记录电参数、优化电路、优选元器件的型号与规格交叉地进行，实验记录共456次。实验样机只用一路输出电路并外接相当数值的假负载电阻器，额定输出电压为115V(对于CRT彩电)或14V(对于充电器或UPS)，最后采用同一个振荡-换能变压器和同一个大功率三极管作振荡管、先后按照附图1与附图3的电路图制作了CRT彩电用的实验样机，额定输出功率均为50W，其在额定负载下的振荡管集电极电流峰值和变换效率、空载下的变换器的电功耗(后两项均未计入整流滤波电路的电功耗)的实验记录摘录于表1、表2。
表1(附图1)
表2(附图3)
本发明的构想是，相对弱化对振荡管Q1的集电极电流峰值和导通期的调控，相对强化对“休止期”和Q1的截止期的调控，即使Q1的集电极电流峰值和导通期的变动相对较小、而Q1的截止期的变动相对较大，这一方面使振荡的周期和频率的变动较小、振荡-换能变压器的铁损较小，另一方面，Q1的截止期较长又使占变换器损耗的主要部分的振荡管的饱和电压降损耗和开关损耗折算成有效值后数值较小，均能减小损耗、提高效率，从表1、表2中可以看出，振荡管的集电极电流峰值随U1的变动量均相当小，变换效率在U1＝155V时均最低(此处的“休止期”很短)、在U1＝205V时均最高(此处的“休止期”相当长)、在U1＝250V时均稍有降低(变压器T1的铁损增大)，说明上述构想已经实现并取得积极效果，这种构想只有在增加一个副电流放大管的电路条件下才能实现，只用一个电流放大管是无法实现的；实现上述构想的另一个积极结果是，变换器在空载时可安全运行，其中附图3的电路的空载性能最好，电功耗不到3W。本发明可在输出端短路的情况下安全运行，这是采用振荡管基极RC定时的自激型间歇振荡器作变换器的固有优点；本发明的电路与现有技术的同类型的电路(系指采用相同的输出电压负反馈调控电路)相比，电路相对较简，元器件相对较少。应当指出，本发明的基本电路(附图1)在超载运行时仍有损坏的危险，有两种补救措施可供选择，其一是如附图4所示的增设输出电流误差放大级，将输出电流限制在设定值以内，其二是，在附图2、3所示的小功率晶闸管Q7的控制极增设对输出电流的取样——比较电路，一旦输出电流超过某设定值即触发Q7而关断Q1，在CRT彩电中，经常发生因行输出变压器内部线圈局部短路或彩色显象管束电流失控而使行管电流过大，若不加以控制将会造成行管和振荡管Q1过载而损坏，可在Q7的控制极增设对行管的发射极电流的取样——比较电路，一旦行管的发射极电流超过某设定值即触发Q7而关断Q1，因U3即110V直流中压的绝大部分电流是供给行输出级的，故对行管的发射极电流的取样——比较电路也基本上等同于对110V直流中压的输出电流的取样——比较电路。
具体实施例方式
前文结合附图详细地说明了本发明的技术方案、电路构成、工作原理、各种电路的特点，内容中现有技术与发明点不免混杂在一起，现简要地概括出发明点(1)技术方案，增设一个副电流放大管专司对定时电容器的放电和反向充电电流的调控即对“休止期”和振荡管截止期的调控，同时使用一些现有技术；(2)是发明点(1)的优选的子方案即电路方案(附图1)，设定副电流放大管Q3及相关元器件的电路构成，增设C8以形成负反馈；(3)在发明点(2)的基础上增设锗二极管D5(附图1)；(4)在发明点(2)的基础上增设D4、D5、C7(附图2)；(5)在发明点(2)的基础上改用有抽头的基极绕组n2，增设D4、R9，部分变更电路构成(附图3、4)；(6)在发明点(2)的基础上，取消所述的预电流放大管Q8和电阻器R12(附图3、4)；(7)在发明点(2)的基础上，增设输出电压过压保护电路(附图2、3Q7、D8、R18-R21、C11)；(8)在发明点(2)的基础上，增设输出电流误差放大级(附图4Q9、R26-R28、C13)；(9)在发明点(2)的基础上，针对充电器和不停电电源的特点，设计了适用的输出电压误差放大级的电路(附图4Q4、D6、D11、R13-R16、C8)；(10)设置工作指示灯电路(附图4n3、D12、R29)。除发明点(1)外，上述的9个发明点可自由组合，这是从理论上而言，实用中，某些组合有较好的效果，附图1-4所示的电路图就是较好的组合附图1所示的电路图是发明点(2)、(3)的组合，可用于CRT彩电，优点是电路较简、元器件较少、成本较低，缺点是不具备无触点控制式待机功能；附图2所示的电路图是发明点(2)、(4)、(7)的组合，附图3所示的电路图是发明点(2)、(5)、(6)、(7)的组合，两种电路图均可用于CRT彩电，且均具备无触点控制式待机功能、输出电压过压保护功能，若予以扩展，还可具备行管过流保护功能、行输出变压器过压保护功能，可以作到功能齐备、可靠性较好，但电路比较复杂、元器件较多、成本稍高；附图4所示的电路图是发明点(2)、(5)、(6)、(8)、(9)、(10)的组合。实际上可灵活地应用各发明点，例如，附图2所示的电路可增加发明点(6)，即不用Q8和R12，附图1-3所示的各电路可增加发明点(10)，即增设工作指示灯电路……等等。
本发明的设计和实验主要围绕其在CRT彩电中的应用而进行，然而，采用平面显示器件(LCD或PDP)的彩电及其他的电器和仪器均有各自的特点，在其应用本发明时可能要作一些变通的设计以适应产品的特点和要求。
权利要求
1.变压器耦合的并联型开关式稳压电源，即工作在开关状态、采用振荡-换能变压器耦合的并联电路和振荡管基极RC定时的自激型间歇振荡器、将非稳定的中压交/直流电源的电压变换成稳定的另一种或另多种电压值的直流电压并馈给一路或多路负载的变换器，振荡-换能变压器(T1)采用磁路闭合、仅留有微小间隙的铁氧体磁芯，其至少有3个绕组，即集电极绕组(n1)、基极绕组(n2)、输出绕组(n3)，变换器的电路是(附图1)，直流中压(U2)的正极分别联接启动电阻器(R1+R2)的某一端/振荡-换能变压器(T1)的集电极绕组(n1)的某一端，后者(n1)的另一端(园点标记)联接振荡管即NPN型大功率三极管(Q1)的集电极，后者(Q1)的基极分别联接启动电阻器(R1+R2)的另一端/电流放大管即NPN型三极管(Q2)的集电极/定时电容器(C1)的某一端，后者(C1)的另一端联接定时电阻器(R5)的某一端，电阻器(R5)的另一端联接所述的基极绕组(n2)的某一端，振荡管(Q1)的发射极联接电阻器(R6)的某一端，后者(R6)的另一端、电流放大管(Q2)的发射极、基极绕组(n2)的另一端即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)均联接直流中压(U2)的负极；振荡-换能变压器(T1)的输出绕组(n3)的某一端分别联接电解电容器(C10)的负极/电阻器(R10)的某一端/负载的某一端且为输出电压(U3)的负极，输出绕组(n3)的另一端即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)分别联接整流二极管(D9)的正极/电容器(C9)的某一端，后者(C9)的另一端分别联接二极管(D9)的负极/电解电容器(C10)的正极/电阻器(R10)的另一端/负载的另一端且为输出电压(U3)的正极，输出绕组(n3)、二极管(D9)、电容器(C9)、电解电容器(C10)、负载等组成输出电路，其可以是一路，也可以是多路；设置对振荡管(Q1)从导通转换为截止的瞬间集电极绕组(n1)所产生的过冲脉冲电压的吸收电路，例如下述的吸收电路，所述的集电极绕组(n1)的“某一端”分别联接电阻器(R3)的某一端/电容器(C3)的某一端，后者(C3)的另一端分别联接电阻器(R3)的另一端/电容器(C2)的某一端/二极管(D2)的负极，后者(D2)的正极分别联接电容器(C2)的另一端/集电极绕组(n1)的“另一端”即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)设置输出电压负反馈调控电路，可在下述的三种电路中选用一种，第一种电路是直接取样的输出电压负反馈调控电路，其包括输出电压误差放大级、电流放大级即电流放大管及相关元器件，输出电压误差放大级接入输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中，所述的输出电压(U3)的负极联接直流中压(U2)的负极，输出电压误差放大级的误差放大管(Q4)采用PNP型三极管并据此设计误差放大级电路，误差放大管(Q4)的集电极联接限流电阻器(R16)的某一端，后者(R16)的另一端间接地联接电流放大管(Q2)的基极，第二种输出电压负反馈调控电路是直接取样加光电耦合器的隔离型电路，是在所述的直接取样的输出电压负反馈调控电路的基础上增加光电耦合器等元器件而成，其电路是(附图2)，所述的启动电阻器(R1+R2)的“另一端”不直接联接振荡管(Q1)的基极，而改为分别联接电容器(C6)的某一端/电阻器(R4)的某一端/二极管(D3)的负极/预电流放大管即PNP型三极管(Q8)的发射极/电阻器(R12)的某一端，电阻器(R12)的另一端分别联接三极管(Q8)的基极/光电耦合器(Q5)中的光敏三极管即NPN型三极管的集电极，光敏三极管的发射极联接三极管(Q8)的集电极且再间接地联接电流放大管(Q2)的基极，电容器(C6)的另一端联接直流中压(U2)的负极，电阻器(R4)的另一端联接振荡管(Q1)的基极，二极管(D3)的正极联接所述的基极绕组(n2)的“某一端”，所述的输出电路(U3)中的输出电压误差放大级的误差放大管采用NPN型三极管(Q4)并据此设计误差放大级电路，其(Q4)的集电极联接限流电阻器(R16)的某一端，后者(R16)的另一端联接光电耦合器(Q5)中的发光二极管的负极，对于CRT采色电视接收机，所述的输出电压(U3)即110V直流中压且其负极接地，还设置待机功能电流放大管即NPN型三极管(Q6)，其集电极联接输出电压误差放大管(Q4)的集电极，其发射极接地，其基极分别联接电阻器(R24)的某一端/电阻器(R25)的某一端且其另一端接地，电阻器(R24)的另一端联接微处理器(CPU)的电源开关脚(P)，另设置辅助电源(U4)，其负极接地，其正极联接隔离二极管(D10)的正极，二极管(D10)的负极分别联接光电耦合器(Q5)中的发光二极管的正极/电阻器(R22)的某一端/电阻器(R23)的某一端且其另一端接地，电阻器(R22)的另一端联接输出电压(U3)的正极，第三种输出电压负反馈调控电路是间接取样电路(附图1)，在振荡-换能变压器(T1)中设置取样绕组(n4)，后者(n4)的某一端分别联接直流中压(U2)的负极/电解电容器(C12)的负极，取样绕组(n4)的另一端即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)联接整流二极管(D7)的正极，二极管(D7)的负极联接电解电容器(C12)的正极，电解电容器(C12)两端的电压即为输出电压误差放大级的供给电压，后者的元器件和电路构成与第一种电路即直接取样的输出电压负反馈调控电路中的输出电压误差放大级相同；若变换器的供给电压为中压单相交流电源电压即交流中压(U1)，还必须设置将交流中压(U1)变换成直流中压(U2)的整流滤波电路，后者包括电源插头、电源线、熔断器、电源开关、全波整流器即桥式整流器或全波倍压整流器、限制开机浪涌电流的线绕电阻器、滤波电解电容器并顺序电联接，在全波整流器的交流输入端或/和直流输出端串联不少于一节的由双圈式高频阻流圈即共模电感器与电容器组成的桥式高频滤波网路；本发明的特征是，所述的输出电压负反馈调控电路中，增设一个副电流放大三极管及相关元器件，在振荡管(Q1)截止后振荡-换能变压器(T1)将其在振荡管(Q1)导通期间存储的能量全部变换给负载的能量变换期间，副电流放大管调控所述的定时电容器(C1)的放电和反向充电电流，即当变换器的输出电压达到设定值并有所增大时，副电流放大管使定时电容器(C1)的放电和反向充电电流有所减小，当变换器的输出电压有所减小时，副电流放大管使定时电容器(C1)的放电和反向充电电流有所增大，即使振荡管(Q1)截止后的能量变换期结束后因定时电容器(C1)的反向充电电压达不到振荡管(Q1)的基极导通电压、有待于流经启动电阻器(R1+R2)和定时电容器(C1)的电流将定时电容器(C1)反向充电到其电压达到振荡管(Q1)的基极导通电压而出现的“休止期”分别有所延长或缩短，也即调控振荡管(Q1)的截止期分别有所延长或缩短，再加上电流放大管(Q2)对振荡管(Q1)的基极电流和集电极电流峰值及导通期的调控，从而使变换器的输出电压的变动限制在微小的程度，即取得稳压输出特性。
2.如权利要求1所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其电路特征是(附图1)，增设副电流放大管即NPN型三极管(Q3)，其发射极联接所述的定时电容器(C1)与定时电阻器(R5)的联接点，其集电极分别联接电阻器(R7)的某一端/二极管(D1)的负极/电容器(C4)的某一端/电阻器(R8)的某一端，副电流放大管(Q3)的基极除联接电容器(C5)的某一端之外，还直接或间接地联接所述的输出电压误差放大管即PNP型三极管(Q4)的集电极电路中的限流电阻器(R16)的“另一端”，或者直接或间接地联接所述的预电流放大管(Q8)的集电极(附图2)，电阻器(R7)的另一端联接所述的电流放大管(Q2)的基极，二极管(D1)的正极、电阻器(R8)的另一端、两个电容器(C4、C5)的另一端均联接所述的直流中压(U2)的负极，输出电压误差放大管(Q4)的集电极与基极间跨接负反馈电容器(C8)。
3.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其电路特征是(附图1)，增设锗二极管(D5)且其正极与负极分别联接所述的副电流放大管(Q3)的基极与集电极，副电流放大管(Q3)采用硅三极管。
4.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其输出电压负反馈调控电路采用所述的直接取样加光电耦合器的隔离型电路；其电路特征是(附图2)，所述的预电流放大管(Q8)的集电极分别联接所述的电容器(C5)的“某一端”/二极管(D4)的正极/二极管(D5)的正极，二极管(D4)的负极联接所述的副电流放大管(Q3)的基极，二极管(D5)的负极联接副电流放大管(Q3)的集电极，后者(Q3)采用硅管，两个二极管(D4、D5)均采用锗管或均采用硅管，或分别采用硅管(D4)与锗管(D5)，所述的电流放大管(Q2)的集电极与发射极之间跨接电容器(C7)。
5.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其电路特征是(附图3、4)，所述的振荡-换能变压器(T1)的基极绕组(n2)有一个抽头，此抽头联接所述的定时电容器(C1)的“另一端”，基极绕组(n2)的某一端分别联接所述的二极管(D3)的正极/二极管(D4)的负极，二极管(D4)的正极分别联接电阻器(R9)的某一端/所述的副电流放大管即NPN型三极管(Q3)的发射极，后者(Q3)的基极分别联接电阻器(R9)的另一端/所述的电容器(C5)的“某一端”/所述的预电流放大管(Q8)的集电极(附图2)或所述的限流电阻器(R16)的“另一端”(附图1)，基极绕组(n2)的另一端即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)联接定时电阻器(R5)的某一端，后者(R5)的另一端联接所述的直流中压(U2)的负极，二极管(D4)和三极管(Q2)均采用硅管。
6.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其输出电压负反馈调控电路采用所述的直接取样加光电耦合器的隔离型电路；其电路特征是(附图3)，取消所述的预电流放大管即PNP型三极管(Q8)和电阻器(R12)，所述的光电耦合器(Q5)中的光敏三极管即NPN型三极管的集电极改为分别联接所述的二极管(D3)的负极/启动电阻器(R1+R2)的“另一端”、电容器(C6)的“某一端”/电阻器(R4)的“某一端”。
7.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其输出电压负反馈调控电路采用所述的直接取样加光电耦合器的隔离型电路，并设置所述的辅助电源(U4)和隔离二极管(D10)；其电路特征是(附图2、3)，在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电压过压保护电路，所述的输出电压(U3)的正极联接电阻器(R18)的某一端，电阻器(R18)的另一端分别联接电阻器(R19)的某一端/稳压二极管(D8)的负极，后者(D8)的正极分别联接电阻器(R21)的某一端/电容器(C11)的某一端/小功率晶闸管(Q7)的控制极，后者(Q7)的阳极联接所述的输出电压误差放大管(Q4)的集电极，电阻器(R19)的另一端联接变阻器(R20)的某一端，变阻器(R20)和电阻器(R21)及电容器(C11)的另一端、小功率晶闸管(Q7)的阴极均联接输出电压(U3)的负极，允许小功率晶闸管(Q7)的控制极还并联其他的取样--比较电路。
8.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其电路特征是，在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电流误差放大级(附图4)，其误差放大管即PNP型三极管(Q9)的发射极和电阻器(R26)的某一端均联接所述的整流二极管(D9)的负极和电解电容器(C10)的正极等，电阻器(R26)的另一端联接电阻器(R27)的某一端且为输出电压(U3)的正极，电阻器(R27)的另一端分别联接电容器(C13)的某一端/三极管(Q9)的基极，后者(Q9)的集电极分别联接电容器(C13)的另一端/限流电阻器(R28)的某一端，电阻器(R28)的另一端直接或间接地联接所述的副电流放大管(Q3)的基极，或者联接所述的光电耦合器(Q5)中的发光二极管的正极，此发光二极管的负极联接输出电压(U3)的负极。
9.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，尤其是用于充电器或不停电电源者，其中的蓄电池(BATT)与所述的输出电压(U3)相并联且正、负极相互对应，对于不停电电源，输出电路还外接其他负载；在输出电路中或多路输出电路中的输出功率较大的输出电路中设置输出电压误差放大级；其电路特征是，所述的输出电压误差放大级的电路是(附图4)，所述的输出电压(U3)的正极分别联接误差放大管即PNP型三极管(Q4)的发射极/电阻器(R13)的某一端，电阻器(R13)的另一端分别联接电阻器(R14)的某一端/变阻器(R15)的某一端，变阻器(R15)的另一端联接稳压二极管(D6)的负极，后者(D6)的正极联接二极管(D11)的正极，二极管(D11)的负极联接输出电压(U3)的负极，电阻器(R14)的另一端分别联接电容器(C8)的某一端/误差放大管(Q4)的基极，后者(Q4)的集电极分别联接电容器(C8)的另一端/限流电阻器(R16)的某一端，电阻器(R16)的另一端直接或间接地联接所述的副电流放大管(Q3)的基极，或者联接所述的光电耦合器(Q5)中的发光二极管的正极，此发光二极管的负极联接输出电压(U3)的负极，所述的串联在取样--比较电路中并按正向工作的二极管至少是一个(D11)、可以是多个串联，并相应的在产品的印刷电路板上作出能用焊锡方便地短路每个二极管的设计。
10.如权利要求2所述的变压器耦合的并联型开关式稳压电源，其特征是，在所述的振荡-换能变压器(T1)的某个低压绕组中--优先选用输出绕组或多路输出电路中的输出功率较大的输出绕组--设置工作指示灯电路，其电路是(附图4)，低压绕组(n3)的某一端联接发光二极管(D12)的负极，后者(D12)的正极联接电阻器(R29)的某一端，电阻器(R29)的另一端联接低压绕组(n3)的另一端即在振荡管(Q1)截止时产生脉冲电压正极性的一端(圆点标记)，并在产品的面板上设置观察窗，而发光二极管(D12)位处观察窗内并靠近之。
全文摘要
变压器耦合的并联型开关式稳压电源，属电子技术，即工作在开关状态、采用变压器耦合的并联电路和振荡管基极RC定时的自激型间歇振荡器、将非稳定的中压交/直流电源的电压变换成稳定的另一种或另多种电压值的直流电压并馈给一路或多路负载的变换器，在输出电压负反馈调控电路中增设副电流放大管Q3并调控定时电容器C1的放电和反向充电电流即调控振荡管Q1的截止期且相对强化之，相对弱化电流放大管Q2对Q1导通期的调控，以使Q1的导通期变动较小而其截止期变动较大、减小损耗、提高效率和空载性能，能在空载、输出端短路等异常情况下安全运行，用于采电、电脑、影碟机、开关式稳压电源、不停电电源、充电器、示波器等电器、仪器中。
文档编号G05F1/24GK101025636SQ20061001840
公开日2007年8月29日 申请日期2006年2月24日 优先权日2006年2月24日
发明者李上灿 申请人:李上灿