专利名称：一种新型的稳压器滤波拓扑结构及滤波控制方法
技术领域：
本发明属于电力系统中消除稳压器产生的谐波的滤波技术，尤其是一 种交流斩波式稳压器及其滤波方法和滤波系统。
背景技术：
通常在大功率稳压器中对输出电压的要求都很高，不仅需要保证相位 和幅值稳定，还需要具有良好的输出波形。稳压器主要工作组成部分—— 交流斩波电路在工作过程中会产生大量谐波，另外非线性负载也会产生大 量的谐波电流。这些大量的谐波不仅会对输出设备造成损坏，也甚至造成 稳压器系统的不稳定。
目前多采用普通的LC滤波器来滤除高次谐波，其电路结构如图1所示。 普通的LC滤波器由一个电感和一个电容组成。滤波电感L1串联，电容C1 并联。
利用传递函数的推导方法可以得到如图1所示的普通LC滤波器的传递
函数为
辟)=~
^c"1 (式l)
式中Ll为电感值，Cl为电容值，S为传递函数中的参数。 这里引入一个实例，将丄,0'4"^， C^100/zF代入式(1)式得<formula>formula see original document page 8</formula>
利用传递函数可以画出该滤波电路的波特图如图2所示。图中的上图 表示的是滤波电路的输出幅值与频率的关系，其中横轴为频率，纵轴为幅 值，下图为滤波电路输出相位和频率的关系，其中横轴为频率，纵轴为相 位，波特图通常用于表示该电路的输出与输入的幅值和相位在不同频率下 的关系。从图2可以看出，普通LC滤波器其中的幅频曲线在谐振频率处幅 值有很大的尖峰，这表明了在这个频率下的波形幅值会有很大失真，因此 作为滤波器的幅频特性不好。由公式(1)中可以知道传递函数有两个极点， 且实部均为零，因此系统处于稳定与不稳定的临界状态，容易受外界的干 扰而变得不稳定。
所以说，这种传统的LC电路需要进行改进。
再者，从稳压器中的谐波来源可知，还有一部分谐波是由于负载的非 线性产生的，而该传统滤波电路不能消除负载的非线性谐波。这部分谐波 电流会通过变压器的副边传输到变压器的原边，在滤波器的输出端会产生 谐波电压，影响变压器的补偿效果。此外，由于传统滤波电路中的电容和 电感的数值一旦设计确定后就不会改变，并且受滤波电路拓扑结构的限制， 对于特定频率的信号滤波效果较差。
发明内容
,本发明的目的是提供一种交流斩波式稳压器的滤波方法及装置，可以 抑制交流斩波式稳压器中交流斩波电路以及负载中产生的谐波。为了实现上述目的，本发明提出了以下技术方案 首先是滤波方法
1、 一种交流斩波式稳压器的滤波方法，用于抑制交流斩波式稳压器中交流 斩波电路以及负载中产生的谐波，所述交流斩波式稳压器至少包括双向 开关降压变换器，与所述交流电源直接连接，包括功率开关元件；滤波电 路，其输入端A串联第一电感Ll，在交流斩波电路的公共端和第一电感
L1一端之间并联第一电容C1，第一电容C1两端并联一个串并联组合，所 述串并联组合包括电阻R2与第二电感L2的并联再与第二电容C2串联， 其中所述串并联组合的远离第二电容C2的连接点与所述交流斩波电路的 公共端相连接，所述滤波电路的输出端B为第二电容C2的远离所述并联组 合的一端；变压器，其原边接所述滤波电路单元的输出端(B)，副边串联 在供电主回路中，向负载输出电压^。；控制单元，根据下列滤波方法对所 述稳压器的实际输入电压^进行处理，生成控制信号并发送至所述双向开 关降压变换器，通过控制所述功率开关元件的导通和关断而对所述稳压器 的输出波形进行控制；所述滤波方法至少包括以下步骤
① 对所述稳压器的实际输入电压^进行带阻滤波并生成信号Vsl;
② 执行线性校正并生成信号Vs2;
③ 进行除法算法并生成信号VC，公式为
K =^
C r。 (7)
其中F。为所述稳压器的实际输出电压，
④ 进行负反馈运算并生成信号Vs3，公式为Vs3=Vc-Vg
其中Vg为给定电压信号； ⑤形成PWM控制信号。
2、所述步骤①的带阻滤波传递函数为:
l + (WC)2
式中S为变量，R， C， k为滤波器参数； 所述步骤②的线性校正采用下列二阶传递函数:
(5)
(6)
十2xsxw+w 其中S为变量，W为二阶传递函数参数；
所述步骤④的给定电压信号Vg是频率与输出电压需求一致的交流信号<
3、所述滤波方法在步骤④和⑤之间还包括以下步骤
对信号Vs3进行限幅并得到信号Vs4，该步骤的公式为
&4 二 V min
、4 、3
r、^ = max
Ks3 < C/ min
f/ max > &3 > min
7 max < KS3
(8)
其中Umax为所述控制单元运算宽度的最大值，而Umin为最小值。
4、 在所述步骤⑤中，所述信号Vs4与带有预定频率的三角载波信号进行比 较，根据比较的结果产生高电平或低电平信号，所述电平信号对应于产生 用于控制功率开关管的PWM控制信号。
5、 在所述步骤⑤中，所述比较结果为正则输出高电平，结果为负则输出低 电平；或者所述结果为正则输出底电平，结果为负则输出高电平。
6、 所述功率开关元件为IGBT，或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管。
10其次是滤波方法
7、 一种交流斩波式稳压器的滤波系统，用于抑制交流斩波式稳压器中交流 斩波电路以及负载中产生的谐波，所述交流斩波式稳压器至少包括双向 开关降压变换器，与所述交流电源直接连接，包括功率开关元件；滤波电 路，其输入端A串联第一电感Ll，在交流斩波电路的公共端和第一电感 Ll 一端之间并联第一电容C1，第一电容C1两端并联一个串并联组合，所 述串并联组合包括电阻R2与第二电感L2的并联再与第二电容C2串联， 其中所述串并联组合的远离第二电容C2的连接点与所述交流斩波电路的 公共端相连接，所述滤波电路的输出端B为第二电容C2的远离所述并联组 合的一端；变压器，其原边接所述滤波电路单元的输出端B，副边串联在 供电主回路中，向负载输出电压「。；控制单元，对所述稳压器的实际输入 电压^进行处理，生成控制信号并发送至所述双向开关降压变换器，通过 控制所述功率开关元件的导通和关断而对所述稳压器的输出波形进行控 制；所述控制单元至少包括以下模块
① 带阻滤波模块，对所述稳压器的实际输入电压、进行带阻滤波并生 成信号Vsl;
② 线性校正模块，执行线性校正并生成信号VS2;
③ 除法算法模块，进行除法算法并生成信号VC，公式为 F =^
c F。 (7) 其中F。为所述稳压器的实际输出电压，
负反馈运算模块，进行负反馈运算并生成信号Vs3，公式为Vs3=Vc-Vg
其中Vg为给定电压信号；
⑤形成PWM控制信号的模块。
8、所述模块①的带阻滤波传递函数为:
l + (MC)2
式中S为变量，R， C， k为滤波器参数； 所述模块②的线性校正采用下列二阶传递函数:
(5)
TV
s +2xsx w + w
(6)
其中S为变量，W为二阶传递函数参数；
所述模块④的给定电压信号Vg是频率与输出电压需求一致的交流信号, 9、所述控制单元在模块④和⑤之间还包括以下限幅模块 对信号Vs3进行限幅并得到信号Vs4，该模块的公式为
J754 = f/ min
"4 、3
&4 = " max
&3 < f/ min
max > ^ > " min C7 max < &3
(8)
其中Umax为所述控制单元运算宽度的最大值，而Umin为最小值。
10、 在所述模块⑤中，所述信号Vs4与带有预定频率的三角载波信号进行 比较，根据比较的结果产生高电平或低电平信号，所述电平信号对应于产 生用于控制功率开关管的PWM控制信号。
11、 在所述模块⑤中，所述比较结果为正则输出高电平，结果为负则输出 低电平；或者所述结果为正则输出底电平，结果为负则输出高电平。
12、 所述功率开关元件为IGBT，或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管。最后本发明还公开了一种交流斩波式稳压器 13、 一种交流斩波式稳压器，用于抑制交流斩波式稳压器中交流斩波电路 以及负载中产生的谐波，包括一个滤波电路，所述滤波电路的输入端A串 联第一电感L1，在交流斩波电路的公共端和第一电感Ll 一端之间并联第 一电容C1，第一电容C1两端并联一个串并联组合，所述串并联组合包括 电阻R2与第二电感L2的并联再与第二电容C2串联，其中所述串并联组 合的远离第二电容C2的连接点与所述交流斩波电路的公共端相连接，所述 滤波电路的输出端B为第二电容C2的远离所述并联组合的一端。
本发明与现有技术相比，从两个方面来增强滤波效果包括硬件方面 和软件方面。硬件方面采用改善滤波器拓扑结构的方法，软件方面采用增 加滤波控制方法。从上面的分析可知，通过改善滤波器拓扑结构和增加滤 波控制方法后，变压器原边侧电压波形良好，变压器补偿电压的效果很好， 稳压器的稳压性能优越。
图1是传统LC滤波器的电路原理图。
图2是图1传统LC滤波器的波特图。
图3是本发明交流斩波式稳压器采用的滤波电路原理图。
图4是图3滤波电路的波特图。
图5是本发明的交流斩波式稳压器原理方框图。
图6是本发明的用于交流斩波式稳压器的滤波方法的流程图。图7是图6所示的滤波方法中的带阻滤波环节的波特图。
图8 (a):当不采用负反馈滤波控制，有谐波电流从变压器副边流入变
压器原边时，滤波器输出端电压对谐波电流的波特图。
图8(b):当采用图6所示的负反馈滤波控制，有谐波电流从变压器副
边流入变压器原边时，滤波器输出端电压对谐波电流的波特图。
图9是本发明采用的交流斩波电路的电路原理图。
图IO为采用负反馈闭环控制方法后，滤波器的输出端电压波特图。
图ll (a)为采用普通的LC滤波器以及不采用负反馈滤波控制时，变
压器原边侧电压的波形图。
图11 (b)为只接改进的滤波器，不采用负反馈滤波控制的变压器原边
侧电压波形图。
图ll(c)为接改难的滤波器和负反馈控制的变压器原边侧电压波形图。 具体实施例
以下的内容是通过实施例的方式对本发明进行详细描述，从而使本领 域技术人员进一步了解本发明，但是本发明的保护范围不能限制于这些实 施例。
本发明主要通过一种新型的滤波电路和/或滤波软件，对交流斩波式稳 压器中交流斩波电路以及负载中产生的谐波进行滤波，从而满足大功率稳 压器中对输出电压的要求。
首先详细说明本发明的交流斩波式稳压器采用的新型的LC滤波电路。 如图3所示，采用的新型结构的滤波电路与传统LC滤波电路结构差别不大，在该新型滤波电路中，其输入端A串联电感L1，在交流斩波电路
的公共端和电感L1另一端之间并联电容C1，电容C1两端并联一个由电容 C2、电阻R2、电感L2组成的串并联组合电路，其结构为电阻R2与电感 L2串并联组合后再与电容C2串联，其中所述串并联组合的远离电容C2的 连接点与所述交流斩波电路的公共端相连接，所述滤波电路的输出端为电 容C2的远离所述串并联组合的一端B。
该新型滤波电路中新增加的R2， C2改善了传统LC滤波电路的幅频和 相频特性，而滤波电路在^的旁边并联一个电感^的作用主要是减少能量 的损耗，经过仿真分析可知，接上电感A的能量损耗是不接上电感A的能 丄
量损耗的5。
利用与前面公式(1)相同的分析方法，求得该拓扑结构的传递函数如 下式(3)所示
<formula>formula see original document page 15</formula>
(式3)<formula>formula see original document page 15</formula>
作为本发明的一个实施例，我们带入一组数据，例如4=^4"^，-
C^lOO/zF, I2=Uw//， C2=10(X，札=5^代入(式3)得传递函数如下(式 4)所示
<formula>formula see original document page 15</formula>
(式4)根据公式(4)的新型滤波电路的波特图如图4所示。
由该波特图可知，与图1的传统LC滤波电路的波特图相比较，新型滤 波电路的幅频特性得到了很大改善，幅频特性中幅值增益的尖峰也变小了； 而且从公式(4)看出传递函数的四个极点的实部都离原点较远，系统稳定 提供了。
但是在实际使用过程中发现，虽然上述改进能够满足部分大功率稳压 器要求，但是对于那些要求比较高的场合仍然欠佳。因此上述含有改进型 LC电路的滤波器及稳压器只能是本发明的部分实施例，本发明配合这种新 型滤波电路还同时设计了软件滤波方法和装置。
以下详细描述本发明的软件滤波方法和装置。
如前所述由于稳压器的负载通常为非线性负载，会产生很大的谐波电 流，本发明的软件通过负反馈控制方法将输出端的信号的变化量引到输入 端，通过实时调节来保持良好的补偿效果。
图5是本发明的交流斩波式稳压器原理方框图。本发明的交流斩波式 稳压器包括如下部分
交流电源510:其输入为日常用的单相交流电源，在通常实施例中为 220V、 50Hz的交流电源；应该说明的是，本发明的交流斩波式稳压器在实 际应用中是用于三相的，图5只是其中一相的示意图。
双向开关降压变换器520，与电源510直接连接，双向BUCK电路简 化示意图如图9所示，通过控制功率开关元件S1， S2的导通和关断来实现 对输出波形的控制，功率开关元件S1， S2可以用各种功率器件和功率二极管实现，其中的功率器件就是指IGBT ,或MOSFET(金属氧化物场效应管) 晶体管，等。
滤波电路单元530，取输入端A连接到520的输出端，其输出端B连 接到变压器540，其电路如前面所述的图3，不再详述。
变压器540，在一个实施例中变压器540采用常用的工频变压器，其原 边接滤波电路单元530的输出端B，副边串联在供电主回路中，通过变压 器将经滤波后的交流变换器输出电压传输到变压器的副边，达到变压器补 ,偿电压的作用。
负载550，线性负载或非线性负载均可；其中非线性负载会产生大量的 谐波电流。
控制单元560，可包括多种型号的处理器(图中未示)，本发明的软件 即安装于其中，通过将采集的数据进行处理后，发出控制信号给双向开关 降压变换器520，通过控制双向开关降压变换器520中的开关的导通和关断， 最终实现对稳压器的控制来达到输出波形的调整。详见后述。
如图6所示是本发明的用于交流斩波式稳压器的滤波方法的流程图。 首先是步骤6-l,进行电压检测，分别检测稳压器的实际输入电压^和 实际输出电压^，其中，、就是交流电源510的输出电压；^是加在负载 550上的电压，然后利用处理器的AD采样功能将稳压器的电压信号转化为
数字信号以便处理器的运算。
然后执行步骤6-2的带阻滤波，对采样的输入电压L进行滤波。因为 AD采样的信号中也含有谐波，反馈控制是根据输出来调整输入，而稳压器
中的谐波是不利的，因此需要把AD采样到的谐波滤除掉，带阻滤波可以滤除基波频率以外的所有的谐波，以达到滤除谐波的目的，其传递函数为<formula>formula see original document page 18</formula>
式中s为变量，R， C， k为滤波器参数，以R=3900， C=0.000001， k=1.57
为例，经过这一环节其波特图如图7所示。由图7可见，采用了带阻滤波 后所获得的信号Vsl中的谐波被滤除，可以大大提高反馈的性能。
步骤6-3的负反馈滤波即执行线性校正控制，前一步骤带阻滤波后的 Vsl需要执行线性控制来进一步校正，滤波器的作用就是通过调节幅频和相 频特性而控制输入信号，使其输出时的幅值和相位满足实际需要，与硬件 电路不同，硬件电路的幅频和相频特性是由电路参数设计而实现的，而本 步骤中是通过软件滤波控制电压的幅频相频特性的算法。通过配置适当的 零、极点可以修正软件滤波的幅频和相频特性，实际运用的调节函数有多 种形式，本发明一个实施例中线性控制采用二阶传递函数为
<formula>formula see original document page 18</formula>
式中S为变量，W为二阶传递函数参数。 通过这一步骤的线性校正，得到了Vs2。
在上述负反馈滤波过程中，通过二阶传递函数进行线性控制来校正系 统，对滤除谐波的效果很好，如下所述
(1) 当不采用负反馈滤波控制，有谐波电流从变压器副边流入变压器 原边时，滤波器输出端电压对谐波电流的波特图如图8 (a)所示；
(2) 当采用负反馈滤波控制，有谐波电流从变压器副边流入变压器原
边时，滤波器输出端电压对谐波电流的波特图如图8 (b)所示；由图8 (a)、图8 (b)可知，当有谐波电流从变压器的副边传输到 变压器原边时，采用负反馈滤波控制比不采用负反馈滤波控制时，滤波器 的输出端电压对谐波的抑制能力大大加强。
步骤6-4为除法算法，将线性控制所得的输出信号Vs2除以检测得到
的输出电压^，公式为
。^ ' (7)
经过除法运算可以减小反馈时带来的误差。
然后执行步骤6-5的负反馈运算，在这一步骤中我们引入了电压给定值 Vg，公式为Vs3=Vc-Vg，即在处理器中将以上运算结果Vc减去电压给定 Vg，其中给定值Vg在稳压器的控制软件里进行设置，用于控制稳压器输 出电压，因为稳压器也是一种自动控制的系统，自动控制系统的输出不是 任意的，而是根据输入一个给定值让输入跟踪，这个输入给定值就是Vg。 通过该反馈运算可以使输出电压Vo始终跟踪给定电压Vg。这一步骤得到 的结果是Vs3。这样就把输入与输出的关系联系起来。本稳压器采用的给定 信号Vg是频率与输出电压需求一致的交流信号。
为防止除法步骤结果超出处理器运算能力，所得到的信号需要经过步
骤6-6进行限幅，其原理是将除法运算超出运算宽度的结果限制在处理器运
算宽度的最大值。当除法运算结果大于设定的最大值Umax，令除法结果为
Umax，若除法结果小于最小值Umin，令运算结果为Umin。最后得到了
Vs4，该步骤的公式为
= min &3 < U min &4 = C/ max t/ max < r , o 、以上运算结果Vs4作为步骤6-7的PWM环节的输入，Vs4要在步骤 6-7中与在处理器内部产生的带有一定频率的三角载波信号进行比较，这个 三角载波信号由本软件虚拟产生，频率跟采用的器件类型有关，在一个实 施例中其频率为40MHz。结果为正则输出高电平，结果为负则输出低电平； 当然也可以是结果为正则输出低电平，结果为负则输出高电平；这些电平 信号对应于产生用于控制功率开关管PWM控制信号。
以上为软件滤波整个流程图，软件流程产生的PWM控制信号来控制 功率器件;在一个实施例中，该功率器件是图5中的双向BUCK变换器的开 关电路520，该功率器件还看参照图9所示，通常交流斩波电路的拓扑结构 可画成如图9所示。其中的功率器件为S1，S2，当S1导通，S2关断时，电 源对负载供电，同时对电感充电，当S1关断，S2导通时，电源与负载断开， 由电感续流向负载供电。通过Sl和S2的导通和关断，最终实现对稳压器 的控制来达到输出波形的调整。
利用电感电流变化公式，设开关的导通周期为乙S的导通时间为4， ^的导通时间为7^^，则在一个开关周期t内，电流的变化如式(9)所示: 7 —/ =d。 t
j/:+l 乂A" r 乂ow 、
z (9) 当^相比于输入电^K"较小时，可忽略，则由该公式可知，请同时参 见图5，'当变压器原边vl向滤波器端输入谐波电流时，负反馈时开关的占 空比^与电压^的幅值成反比，故在前面步骤6-4中将线性控制所得的输 出信号Vs2除以检测得到的输出电压「。，便能产生出所需的负反馈控制信 号。
采用本发明负反馈闭环控制方法的软件后，滤波器的输出端电 波特图如图10所示；由该波特图可知，与图2所示传统的LC滤波器的波特图 相比，采用本发明的改进LC电路及负反馈控制后，滤波器的输出端电压只 含有基波，不含有谐波。这样就大大改善了输出特性。
以下通过MATLAB软件的仿真验证本发明的效果。仿真中稳压器的输 出端接单相全桥不可控整流电路，整流桥的输出接5()()()^大电容，在该电
容旁边并联SQ电阻，用于模拟现实中产生大谐波电流的非线性负载。仿真 中的输入按照实际情况为电压220V，频率/=50他的交流电源，因此需要 带入的参数^ = 2< = 1()()「其余所用到的参数与前面一致。仿真对比结果如 图11 (a)、图11 (b)、图11 (c)所示
(1) 采用普通的LC滤波器以及不采用负反馈控制时，变压器原边侧电 压如图11 (a)所示；
(2) 只接改进的滤波器520，不采用负反馈控制的变压器540原边侧电 压如图11 (b)所示；
(3) 接改进的滤波器520和负反馈控制的变压器540原边侧电压如图11
(C)所示；
由图11 (a)、图11 (b)、图11 (c)可知，改进滤波器的滤波效果比
普通滤波器以后好就很多，而采用负反馈控制后滤波性能又得到了很大的 改善，即使负载存在大量的谐波电流仍能保持系统的稳定，且变压器原边 侧电压波形质量好，变压器补偿电压的效果很好。
权利要求
1、一种交流斩波式稳压器的滤波方法，用于抑制交流斩波式稳压器中交流斩波电路以及负载中产生的谐波，其特征是所述交流斩波式稳压器至少包括双向开关降压变换器，与所述交流电源直接连接，包括功率开关元件；滤波电路，其输入端(A)串联第一电感(L1)，在交流斩波电路的公共端和第一电感(L1)一端之间并联第一电容(C1)，第一电容(C1)两端并联一个串并联组合，所述串并联组合包括电阻(R2)与第二电感(L2)的并联再与第二电容(C2)串联，其中所述串并联组合的远离第二电容(C2)的连接点与所述交流斩波电路的公共端相连接，所述滤波电路的输出端(B)为第二电容(C2)的远离所述并联组合的一端；变压器，其原边接所述滤波电路单元的输出端(B)，副边串联在供电主回路中，向负载输出电压Vo；控制单元，根据下列滤波方法对所述稳压器的实际输入电压Vin进行处理，生成控制信号并发送至所述双向开关降压变换器，通过控制所述功率开关元件的导通和关断而对所述稳压器的输出波形进行控制；所述滤波方法至少包括以下步骤①对所述稳压器的实际输入电压Vin进行带阻滤波并生成信号Vs1；②执行线性校正并生成信号Vs2；③进行除法算法并生成信号Vc，公式为<maths id="math0001" num="0001" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>V</mi> <mi>c</mi></msub><mo>=</mo><mfrac> <msub><mi>V</mi><mrow> <mi>s</mi> <mn>2</mn></mrow> </msub> <msub><mi>V</mi><mi>O</mi> </msub></mfrac><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow> <mo>(</mo> <mn>7</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow>]]></math></maths>其中Vo为所述稳压器的实际输出电压，④进行负反馈运算并生成信号Vs3，公式为Vs3＝Vc-Vg其中Vg为给定电压信号；⑤形成PWM控制信号。
2、如权利要求1所述的滤波方法，其特征是 所述步骤①的带阻滤波传递函数为式中S为变量，R， C， k为滤波器参数； 所述步骤②的线性校正采用下列二阶传递函数:<formula>formula see original document page 3</formula>(5)<formula>formula see original document page 3</formula>(6)其中S为变量，W为二阶传递函数参数；所述步骤④的给定电压信号Vg是频率与输出电压需求一致的交流信号。
3、如权利要求1或2所述的滤波方法，其特征是所述滤波方法在步骤④ 和⑤之间还包括以下步骤对信号Vs3进行限幅并得到信号Vs4，该步骤的公式为F54 = min FS4 = [/ max&3 < minmax > &3 > f/min t/ max <(8)其中Umax为所述控制单元运算宽度的最大值，而Umin为最小值。
4、如权利要求3所述的滤波方法，其特征是在所述步骤⑤中，所述信号Vs4与带有预定频率的三角载波信号进行比较，根据比较的结果产生高电平或低电平信号，所述电平信号对应于产生用于控制功率开关管的PWM控制 信号。
5、 如权利要求4所述的滤波方法，其特征是在所述步骤(D中，所述比较结果为正则输出高电平，结果为负则输出低电平；或者所述结果为正则输 出底电平，结果为负则输出高电平。
6、 如权利要求1所述的滤波方法，其特征是所述功率开关元件为IGBT， 或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管。
7、 一种交流斩波式稳压器的滤波系统，用于抑制交流斩波式稳压器中交流 斩波电路以及负载中产生的谐波，其特征是所述交流斩波式稳压器至少 包括 .双向开关降压变换器，与所述交流电源直接连接，包括功率开关元件;滤波电路，其输入端(A)串联第一电感(Ll)，在交流斩波电路的公 共端和第一电感(Ll) 一端之间并联第一电容(Cl)，第一电容(Cl)两 端并联一个串并联组合，所述串并联组合包括电阻(R2)与第二电感(L2) 的并联再与第二电容(C2)串联，其中所述串并联组合的远离第二电容(C2) 的连接点与所述交流斩波电路的公共端相连接，所述滤波电路的输出端(B) 为第二电容(C2)的远离所述并联组合的一端；变压器，其原边接所述滤波电路单元的输出端(B)，副边串联在供电主回路中，向负载输出电压「。；控制单元，对所述稳压器的实际输入电压、进行处理，生成控制信号 并发送至所述双向开关降压变换器，通过控制所述功率开关元件的导通和 关断而对所述稳压器的输出波形进行控制；所述控制单元至少包括以下模块① 带阻滤波模块，对所述稳压器的实际输入电压、进行带阻滤波并生 成信号Vsl;② 线性校正模块，执行线性校正并生成信号VS2;③ 除法算法模块，进行除法算法并生成信号VC，公式为s2(7)其中F。为所述稳压器的实际输出电压，④ 负反馈运算模块，进行负反馈运算并生成信号Vs3，公式为 Vs3=Vc-Vg其中Vg为给定电压信号；⑤ 形成PWM控制信号的模块。
8、如权利要求7所述的滤波系统，其特征是 所述模块①的带阻滤波传递函数为1 + MO: + OW 式中S为变量，R， C， k为滤波器参数； 所述模块②的线性校正采用下列二阶传递函数:(5)(6)其中S为变量，W为二阶传递函数参数；所述模块④的给定电压信号Vg是频率与输出电压需求一致的交流信号。
9、如权利要求7或8所述的滤波系统，其特征是所述控制单元在模块④和⑤之间还包括以下限幅模块对信号Vs3进行限幅并得到信号Vs4，该模块的公式为<formula>formula see original document page 6</formula>其中Umax为所述控制单元运算兔度的最大值，而Umin为最小值。
10、 如权利要求9所述的滤波系统，其特征是在所述模块⑤中，所述信 号Vs4与带有预定频率的三角载波信号进行比较，根据比较的结果产生高 电平或低电平信号，所述电平信号对应于产生用于控制功率开关管的PWM 控制信号。
11、 如权利要求10所述的滤波系统，其特征是在所述模块⑤中，所述比 较结果为正则输出高电平，结果为负则输出低电平；或者所述结果为正则 输出底电平，结果为负则输出高电平。
12、 如权利要求7所述的滤波系统，其特征是所述功率开关元件为IGBT， 或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管。
13、 一种交流斩波式稳压器，用于抑制交流斩波式稳压器中交流斩波电路 以及负载中产生的谐波，包括一个滤波电路，其特征是，所述滤波电路的 输入端(A)串联第一电感(Ll )，在交流斩波电路的公共端和第一电感(Ll) 一端之间并联第一电容(Cl)，第一电容(Cl)两端并联一个串并联组合， 所述串并联组合包括电阻(R2)与第二电感(L2)的并联再与第二电容(C2) 串联，其中所述串并联组合的远离第二电容(C2)的连接点与所述交流斩 波电路的公共端相连接，所述滤波电路的输出端(B)为第二电容(C2)的 远离所述并联组合的一端。
全文摘要
一种交流斩波式稳压器及其滤波方法和滤波系统，稳压器包括双向开关降压变换器；滤波电路；变压器；以及控制单元，根据下列滤波方法对稳压器的实际输入电压V<sub>m</sub>进行处理，生成控制信号并发送至双向开关降压变换器，通过控制其中功率开关元件的导通和关断而对所述稳压器的输出波形进行控制；所述滤波方法至少包括①对所述稳压器的实际输入电压V<sub>m</sub>进行带阻滤波并生成信号Vs1；②执行线性校正并生成信号Vs2；③进行除法算法并生成信号Vc；④进行负反馈运算并生成信号Vs3；⑤形成PWM控制信号。本发明通过硬件和软件滤波，改善了滤波器拓扑结构并增加滤波控制方法，变压器原边侧电压波形良好，变压器补偿电压的效果很好，稳压器的稳压性能优越。
文档编号G05F1/40GK101587359SQ20081016721
公开日2009年11月25日 申请日期2008年10月15日 优先权日2008年4月2日
发明者徐雅梅, 曼苏乐 申请人:北京博旺天成科技发展有限公司