专利名称：一种斩波补偿式交流电压稳定装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及交流电压稳定装置，特别是斩波补偿式交流电压稳定装置。
现有技术中与本发明最为接近的是发表在北京现代电源研究所1989年12月编辑发行的《现代电源》第5期第56～69页、作者应建平题为“新型精密交流稳压电源”的文章，文中提出和分析了一种(交流)斩波补偿式的交流电压稳定装置，稳压输出是交流供电电压与补偿电压串联连接后的矢量和补偿电压的绝对值正比于额定稳压输出电压与当前交流供电电压之差的绝对值，当差的符号为正时补偿电压与交流供电电压同相，当差的符号为负时补偿电压与交流供电电压反相，当差为零时补偿电压原则上亦为零;补偿电压是由取样比较器和脉宽调制器控制的斩波器对交流供电电源直接交流双向斩波并经输出耦合器耦合及低通滤波器积分滤波得到的。原文中的输出耦合器因斩波频率低采用工频变压器，对缩小体积、减轻重量等不利;原文中的斩波器采用4只双向全控开关组成的4开关交流斩波器，每只双向全控开关又需4只半导体二极管和1只半导体三极管，构成一个完整的斩波器原理上要涉及20只功率半导体元件，开关损耗大且对斩波频率的提高比较敏感，因而现代功率电子学中行之有效的通过提高开关频率缩小装置体积、减轻装置重量的方法虽然也还适用但优化的因而也是实用的斩波工作频率实际是比较低的;文中具体实现的±20%稳压范围、220V1000VA级的产品体积17748立方厘米，重量12.8公斤，比较明显地体现了上述不利因素的影响。
现有技术中与本发明较为接近的是逆变补偿式交流电压稳定装置，原始资料见申请号为88100912.1-5的中国专利，其输出补偿。功率的后续放大器包括为其供电的全波整流器在内采用全桥电路时原理上涉及8只功率半导体元件，采用推挽电路时原理上涉及6只功率半导体元件，我们为联营生产研制的逆变补偿式交流电压稳定装置其补偿电压是由取样比较器和脉宽调制器控制的VMOS全桥后续放大器对交流供电电源的整流滤波输出进行脉宽调制逆变后经铁氧体变压器耦合和低通滤波器积分滤波得到的，逆变频率50千赫时±20%稳压范围、220V1000VA级的产品样机体积3458立方厘米，重量3公斤，有效地通过提高开关频率缩小了装置的体积、减轻了装置的重量等，只是后续放大器的整流滤波供电方式的功率因数比较低，一旦开始强制实施功率因数管制其2000VA以上的产品将可能被列入管制清单。
功率电子学中的D类或E类开关变换技术及反馈调节技术对本发明的理解和实施极具影响和参考价值，所涉及的理论及实践方面更深入的资料可参考1).胡长阳编，《D类和E类开关模式功率放大器》，高等教育出版社，1985年1月第1版，2).叶慧贞、杨兴洲编著，《开关稳压电源》，国防工业出版社，1990年11月第1版，3).中国电源学会历届年会论文文集等。
本发明的主要任务是提出一种结构模式更先进、所需原理性功率半导体元件比(交流)斩波补偿式的交流电压稳定装置更少、功率因数比逆变补偿式交流电压稳定装置更高的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置;为使所提出的装置能更好、更可靠地工作，本发明还将提出一种最大/最小补偿限制器供设计或实施时选用。
本发明提出的任务是以如下方式完成的本发明提出的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置主要由全波整流器、斩波器、输出耦合器、低通滤波器、取样比较器、脉冲调制器等部件构成，装置的稳压输出是交流供电电压与补偿电压串联连接后的矢量和;本发明中的斩波器对交流供电电源经全波整流器整流后的脉冲直流输出进行斩波，斩波器的输入是单向源、输出为双向源;斩波器的斩波输出经输出耦合器耦合及低通滤波器积分滤波得到所需的补偿电压;斩波器是由取样比较器和脉冲调制器控制的取样比较器对装置输出电压的当前值取样并与设定的基准电压相比较，比较产生的误差信号的绝对值作用于脉冲调制器以控制脉冲调制器输出的脉冲宽度参数或脉冲频率参数或者是脉冲的宽度及频率参数以最终影响所需补偿电压的绝对值，比较产生的误差信号的符号作用于脉冲调制器以控制脉冲调制器输出的驱动脉冲当前是对应于交流供电电源的正半周期间还是对应于交流供电电源的负半周期间、这最终控制着补偿电压与交流供电电压是同相还是反相;比照补偿式交流电压稳定装置的组织原则，这里补偿电压的绝对值正比于额定稳压输出电压与当前交流供电电压之差的绝对值，并当差的符号为正时补偿电压与交流供电电压同相，当差的符号为负时补偿电压与交流供电电压反相，当差为零时补偿电压原则上亦为零。
本发明中的斩波器可以是由4只半导体可关断开关元件组成的全桥斩波器，全桥斩波器可以将交流供电电源经全波整流器整流后的单向源转化为双向源，其输出相对于交流供电电源的相位可为0°或180°，实现上控制电路交替控制其一条对角线上的两只开关元件工作而另一条对角线上的两只开关元件不工作就可以给出所需的相位，控制电路控制其导通脉冲的频率或宽度参数就可以给出所需的幅度。
本发明中的斩波器也可以是由2只半导体可关断开关元件组成的推挽斩波器，推挽斩波器也可以将交流供电电源经全波整流器整流后的单向源转化为双向源，其输出相对于交流供电电源的相位可为0°或180°，实现上控制电路交替控制其1只开关元件工作而另1只开关元件不工作就可以给出所需的相位，控制电路控制其导通脉冲的频率或宽度参数就可以给出所需的幅度。
全桥斩波器及推挽斩波器中的半导体可关断开关元件可以是可关断可控硅、双极三极管、场效应管以及由它们派生或复合出的其它半导体元件或组件等;顺便指出采用元件计数与采用组件计数通常是有差别的，例如，按元件计数原理上需要4只二极管的全波整流器，按组件计数可能只需2只二极管半桥组件或1只二极管全桥组件，同样按元件计数原理上需要例如4只场效应管的全波斩波器、按组件计数可能只需2只场效应管半桥组件或1只场效应管全桥组件等等，本发明中如不特别指明均采用元件计数且只计及原理性元件，为增加元件的可靠性或功率容量等所使用的元件不计在内。
本发明中的输出耦合器可以是互感耦合型的，也就是经典的变压器输出耦合形式;磁芯材料的选用按照工作频率的由低至高有硅钢片、合金铁芯或铁氧体磁芯等;变压器的初、次级应安全绝缘，以提供足够的电位隔离;变压器的初级绕组配合全桥斩波器实现时原则上为1个，配合推挽斩波器实现时原则上为2个，两种情况下次级绕组原则上都只需1个。
本发明中的输出耦合器还可以是电容耦合型的，配合全桥斩波器实现时由2只电容器构成，2只电容器的一端接向斩波器的输出，另一端接向低通滤波器的输入;电容器的容抗对应于交流供电电源频率的设计值应足够大，对应于斩波器工作频率的设计值应足够小，电容器的额定耐压应足够高，以提供安全可靠的电位隔离。
本发明中的斩波器的斩波模式或称开关模式可以是较为成熟的D类开关模式，也可以是近年来已成为开发热点的E类或称谐振式开关模式;选用D类开关模式时控制电路中的脉冲调制器一般选用脉冲宽度调制器，选用E类开关模式时控制电路中的脉冲调制器一般选用脉冲频率调制器，实际上由于脉冲的宽度参数或脉冲的频率参数都可以影响最终得到的补偿电压的绝对值，所以严格地划分这种对应关系并不必要因而也不是绝对的;主要的区别在于D类开关模式的斩波器的输出电路中不含特意设置的LC谐振电路，而E类开关模式的斩波器的输出电路中则含有特意设置的LC谐振电路;LC谐振电路的作用是使得斩波器的输出端呈电压谐振或电流谐振状态，利用谐振时电压与电流之间的相位差减小电压与电流的乘积值从而减小了开关功率损耗;LC谐振电路在装置中可位于斩波器与输出耦合器之间，也可位于输出耦合器与低通滤波器之间;LC谐振电路或元件可以独立专用，也允许和相邻或相关的电路或元件发生合理地借用或合并，可比照如经典的滤波器分析、综合技巧来理解或实施。
E类开关模式能够给出比D类开关模式更高的效率，对元件或组件施加的电应力也较为平缓，存在的问题主要是工作频率变化范围很大给滤波器的设计和制作带来了一些困难，以及目前在实现上还不象D类开关模式那样有那么多现成的专用集成控制电路可用等。
本发明提出的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置在额定稳压输出电压与当前交流供电电压之差的绝对值接近于零时原则上要求补偿电压亦应为零，这意味着在零补偿点附近对应于D类开关模式其工作脉冲宽度最窄或对应D类于E类开关模式其工作脉冲频率最低，已知太窄的脉冲宽度将影响D类电路可靠工作并对实现电磁兼容不利、太低的脉冲频率将要求E类电路使用较大的低通滤波器从而也增加了装置的反应时间，故本发明另设有一个可用可不用的窗口比较器以实时监测取样比较器输出的误差信号，当误差信号的当前值很小而落入过零补偿监测窗口时便切断脉冲调制器的输出，限制了窄脉冲或低频率的不利影响;限制的范围可通过调节窗口比较器的窗口宽度来设定，但注意不要和稳压精度等指标发生矛盾。
本发明提出的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置在额定稳压输出电压与当前交流供电电压之差的绝对值接近于设计的最大值时要求补偿电压亦应为最大，这意味着在最大补偿点附近对应于D类开关模式其工作脉冲宽度最宽或对应于E类开关模式其工作脉冲频率最高，已知太宽的脉冲宽度对于D类电路可能导致诸如变压器磁芯饱和等、太高的脉冲频率对于E类电路将恶化其工作状态、所产生的影响基本上都是破坏性的，故本发明另设有一个可用可不用的窗口比较器以实时监测取样比较器输出的误差信号，当误差信号的当前值很大并超出最大补偿监测窗口时便切断脉冲调制器的输出，限制了宽脉冲或高频率的不利影响;限制的范围可通过调节窗口比较器的窗口宽度来设定，但注意不要和稳压范围等指标发生矛盾。
如上所述的窗口比较器可合称为最大/最小补偿限制器，既可供实施本发明时选用，也可供其它开关模式的补偿式交流电压稳定装置选用，可以最大/最小补偿限制同时选用，也可以只选用感兴趣的最大或最小补偿限制措施的其中之一。
本发明提出的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置的主要优点是较先前的(交流)斩波补偿式的交流电压稳定装置涉及的原理性功率半导体元件明显减少，包括全波整流器占用的4只半导体二极管在内，采用全桥斩波器实现时只需8只原理性功率半导体元件，采用推挽斩波器实现时仅需6只原理性功率半导体元件;本发明中的斩波器所承受的平均工作电压在使用正弦交流供电电源时约为逆变补偿式交流电压稳定装置中后续放大器所承受的平均工作电压的70%左右，无整流滤波电容因而也无滤波电容引起的功率因数问题;斩波器和输出耦合器的结构更灵活，特别是电容耦合型的输出耦合器高频损耗小，可使整机的开关频率优化值大为提高;这样本发明不管是采用D类开关模式还是E类开关模式均易于通过提高开关频率缩小装置的体积、减轻装置的重量等;这样产品的总体技术指标较前将进一步提高，若适当地选用最大/最小补偿限制措施，则产品的可靠性和电磁兼容性也将得到明显的改善。
以下结合附图和实施例对本发明作进一步的介绍本发明给出以下附图附
图1是本发明提出的D类开关模式的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置的原理框图;在此基础上增加LC串联或并联谐振回路即成为本发明提出的E类开关模式的(整流)斩波补偿式交流电压稳定装置的原理框图。
附图2是本发明中D类全桥斩波器的原理图，以VMOS管及互感耦合型的输出耦合器为例。
附图3是本发明中D类全桥斩波器的原理图，以VMOS管及电容耦合型的输出耦合器为例。
附图4是本发明中D类推挽斩波器的原理图，以VMOS管及互感耦合型的输出耦合器为例。
附图5是本发明中E类全桥斩波器的原理图，以VMOS管及互感耦合型的输出耦合器为例，其中电容器C1和变压器T1的漏感用以构成串联谐振回路。
附图6是本发明中E类全桥斩波器的原理图，以VMOS管及电容耦合型的输出耦合器为例，其中电容器C1、C2和电感器L1用以构成串联谐振回路。
附图7是本发明中E类推挽斩波器的原理图，以VMOS管及互感耦合型的输出耦合器为例。其中电容器C1和变压器T1的初级电感用以构成并联谐振回路。
附图8是本发明中D类全桥斩波器或推挽斩波器的控制驱动信号、斩波输出信号、交流供电电源的波形示意图，以斩波输出信号与交流供电电源同相为例，用计算机软件仿真得出。
附图9是本发明中D类全桥斩波器或推挽斩波器的控制驱动信号、斩波输出信号、交流供电电源的波形示意图，以斩波输出信号与交流供电电源反相为例，用计算机软件仿真得出。
对附图5～7，依照LC串联谐振电路与并联谐振电路的对偶关系都易于修改为另一种对偶的谐振型式，比如对于附图5若电容器C1改为和变压器T1的初级相并联便成了并联谐振的型式等，不再例举;对于附图8～9若考虑到了控制驱动信号的频率变化及斩波输出信号的谐振特性则对于理解和实施E类全桥斩波器或推挽斩波器也是很有帮助的。
作为优选实施例，推荐按附图1并参考其它附图以D类开关模式实施本发明;附图1中交流供电电源(V～in)经单相电源插座(J1)输入给本装置，全波整流器(1)对交流供电电源(V～in)进行全波整流，全波整流器(1)的单向脉冲输出(V+/V-)送交斩波器(2)进行斩波，斩波器(2)的斩波输出(Vcp″)经输出耦合器(3)进行隔离耦合，输出耦合器(3)的输出(Vcp’)再经低通滤波器(4)积分滤波便得到了所需的补偿电压(Vcp);稳压输出(V～out)是交流供电电压(V～in)与补偿电压(Vcp)串联连接后的矢量和，稳压输出(V～out)用单相电源插座(J2)送出本装置供负载使用;斩波器(2)和输出耦合器(3)的结构如附图3所示，附图3中全桥斩波器(2)的斩波输入端(V+、V-)接到全波整流器(1)的整流输出端(V+/V-)，斩波输出(Vcp″)经电容器C1、C2组成的电容耦合型的输出耦合器(3)进行隔离耦合，输出耦合器(3)的输出(Vcp’)再经低通滤波器(4)积分滤波便形成了所需的补偿电压(Vcp);全桥斩波器(2)是由取样比较器(5)和脉冲调制器(6)驱动的，取样比较器(5)对装置输出电压的当前值(V～out)取样并与幅度基本恒定的交流基准电压(Vref)相比较，本实施例中用一个美国国家半导体公司制造的LM3900型诺顿四运算放大器对装置输出电压当前值(V～out)的取样和交流基准电压(Vref)进行减法运算，交流基准电压(Vref)也用LM3900以文氏阻容振荡的方式产生并和交流供电电压(V～in)同频同相，这样减法运算的结果即误差信号(Verr)便反映了额定稳压输出电压与当前交流供电电压之差的符号和绝对值，这里使误差信号(Verr)的绝对值作用于脉宽调制器(5)以控制脉宽调制器(5)的输出(Vdrv)的脉冲宽度或称占空比从而最终控制了补偿电压的绝对值，并使误差信号(Verr)的符号或称极性控制脉宽调制器(6)从而也控制着斩波器(2)是按附图(8)产生同相的补偿电压(Vcp)还是按附图(9)产生反相的补偿电压(Vcp)当差的符号为正时补偿电压与交流供电电压同相，如附图(8)所示，附图(8)中的(7)用于驱动VMOS全桥斩波器(2)的一条对角线上的两只管子，例如Q1、Q4，附图(8)中的(8)用于驱动VMOS全桥斩波器(2)的另一条对角线上的两只管子，例如Q2、Q3，附图(8)中的(10)即斩波输出(Vcp″)，附图(8)中的(9)表示交流供电电源(V～in);当差的符号为负时补偿电压改为与交流供电电压反相，如附图(9)所示，附图(9)中的(11)用于驱动VMOS全桥斩波器(2)的一条对角线上的两只管子，例如Q1、Q4，附图(9)中的(12)用于驱动VMOS全桥斩波器(2)的另一条对角线上的两只管子，例如Q2、Q3，附图(9)中的(14)即斩波输出(Vcp″)，附图(9)中的(13)表示交流供电电源(V～in);当差为零时原则上补偿电压亦应为零，但零补偿点附近的脉冲宽度是很窄的，本实施例中交流供电电源(V～in)频率为50赫、斩波频率为100千赫，分析和实验表明较窄的脉冲仅几十个纳秒左右，影响电路可靠工作并对实现电磁兼容不利，故选用了一块美国国家半导体公司制造的LM339型四比较器的一半即两只构成的最小补偿限制器，使得当误差信号(Verr)的当前值落入过零补偿监测窗口时便切断脉宽调制器(6)的输出，限制了窄脉冲的不利影响，限制的范围可通过调节最小补偿限制器的窗口宽度来设定，注意不要超出稳压精度的要求值;最后，余下的一半即两只LM339分别用于过流、过压保护，全波整流器一般选用全桥组件实现，低通滤波器一般也就是简单的LC积分环节，控制电路中的脉冲宽度调制器(6)选用两块美国德克萨斯仪器公司制造的TL494集成块构成、分别工作在交流供电电源(V～in)的正半周和负半周，控制电路包括取样比较器(5)、脉冲调制器(6)等用单独的一组小功率直流隔离电源供电，其输入、输出与主电路部件(1)、(2)、(3)、(4)也是隔离的;现代电源对电磁兼容和可靠性等方面的要求较高，故完整的实施还需增加线路滤波器、线路熔断器以及电源开关、工作状态指示器等，类似问题在背景资料中都能找到很多很好的例子，此处不再详述。
作为其它实施例，用附图2或附图4或附图5或附图6或附图7替代优选实施例中附图3相应的内容即可实现，其各符号的含义是统一的，使用附图(4)或附图(7)时有助于简化驱动电路，如果对装置的响应时间要求不高、则无须一定要使用交流基准(Vref)、可以换用直流基准(Vref)改为平均值或有效值的取样比较工作方式，如果对使用最小补偿限制措施感到不满意、可以增加最大补偿限制措施、也可以两者都省去等，对附图5或附图6或附图7所用到的脉冲频率调制器可以选用例如美国德克萨斯仪器公司制造的74LS629集成芯片;顺便指出本发明中所提到的公司名称及芯片型号都不是唯一的，所描述的电路结构也是示例性的，只要功能相近允许灵活选用或代换;另外本发明是针对单相交流电压稳定装置介绍的，但所介绍的内容原则上对于多相交流电压稳定装置也是适用的或是具有指导意义的，此处均不再详述。
权利要求
1.一种斩波补偿式交流电压稳定装置，稳压输出(V～out)是补偿电压(Vcp)与交流供电电压(V～in)串联连接后的矢量和，含有斩波器(2)、输出耦合器(3)、低通滤波器(4)、取样比较器(5)、脉冲调制器(6)等，补偿电压(Vcp)是由取样比较器(5)和脉冲调制器(6)所控制的斩波器(2)的斩波输出(Vcp″)经输出耦合器(3)隔离耦合并经低通滤波器(4)积分滤波而得到的，特征是含有全波整流器(1)，全波整流器(1)对交流供电电源(V～in)进行全波整流，全波整流后的输出(V+/V-)送到斩波器(2)进行斩波，斩波器(2)的输入(V+、V-)是单向源、输出(Vcp″)为双向源。
2.根据权利要求1的装置，特征是斩波器(2)是由4只半导体可关断开关元件组成的全桥斩波器。
3.根据权利要求1的装置，特征是斩波器(2)是由2只半导体可关断开关元件组成的推挽斩波器。
4.根据权利要求1或2或3的装置，特征是斩波器(2)是按照D类开关模式实现和工作的。
5.根据权利要求1或2或3的装置，特征是斩波器(2)是按照E类开关模式实现和工作的。
6.根据权利要求4的装置，特征是输出耦合器(3)为互感耦合的输出耦合器。
7.根据权利要求1或2的装置，特征是输出耦合器(3)为电容耦合的输出耦合器。
8.根据权利要求5的装置，特征是输出耦合器(3)为互感耦合的输出耦合器。
9.根据权利要求1或2的装置，特征是输出耦合器(3)为电容耦合的输出耦合器。
10.一种最大/最小补偿限制器在开关模式的补偿式交流电压稳定装置的整体实施或部分实施，主要由窗口比较器组成，通过过零补偿监测和最大补偿监测实现补偿范围限制。
全文摘要
本发明提出了一种(整流)斩波补偿式的交流电压稳定装置，主要由全波整流器1、全桥或推挽斩波器2、电感或电容输出耦合器3、低通滤波器4、取样比较器5、脉冲宽度或频率调制器6等组成。可以以D类或E类的开关方式工作，最大/最小补偿限制器是可选部件，也可用于其它开关模式的补偿式交流电压稳定装置中，稳压输出是交流供电电压与补偿电压串联连接后的矢量和，具有总体结构模式先进、所需原理性功率半导体元件较少及功率因数高等优点。
文档编号G05F1/46GK1068665SQ9210551
公开日1993年2月3日 申请日期1992年7月4日 优先权日1992年7月4日
发明者温建红 申请人:温建红