专利名称：用于从时变信号获取电力的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于从多个信号提取电力并且将所提取的电力作为一个或多个dc电压供给载荷装置的设备和方法。
背景技术：
从单个电源获得电力并且转换成一种或多种使用类别，这是已知的。例如，美国专利No.4,184,197公开了dc到dc的开关转换器，它从单个电源获取电力并且将电力转换成一个或多个dc电压。但是，这些转换器并不具有处理从两个或多个电源并发地提取的电力的能力或者从由电源提供的信号提取电力的能力。
在很多应用中，期望的是，为不具有易于获得电源的载荷装置，或者为了电耗节约的目的而要求获得工作电力的可选途径的载荷装置提供电力。例如，对已经安装的装备作为改进而设计的装置，也许不能接入该已安装的装备的电源。
存在对于能够从可替代的电源获取电力以向载荷装置供给工作电力的电源设备和方法的需要。
发明内容
在本发明设备的第一实施例中，电力提取器从多个潜在时变信号提取电压和.或电流(这里称为电压/电流)并且提供第一和第二电压/电流信号。电力转换电路将第一和第二电压/电流信号转换成用于载荷装置的多个dc电压。
在本发明设备第一实施例的一个形式中，第一和第二电压/电流信号分别基于潜在时变信号正向和负向部分。优选的是，该正向部分以相加的方式结合以提供第一电压/电流信号，并且该负向部分以相加的方式结合以提供第二电压/电流信号。
在本发明第一实施例的上述形式中，该电力提取器优选地包含用于每个潜在时变信号的二极管网络。该二极管网络被并联连接在分别输送第一和第二电压/电流信号的第一和第二线路之间。
在本发明设备第一实施例的另一个形式中，电力转换电路包含以相加的方式结合第一和第二电压/电流信号并且提供多个dc电压的变压器电路。优选的是，该电力转换电路包括将第一和第二电压/电流信号切换到变压器的开关。
在本发明设备第一实施例的又一个形式中，当多个潜在时变信号不能充分地提供用于产生dc电压的电力时，使可选电源以预定的方式耦合到电力转换电路。
在本发明设备第一实施例的又一个形式中，第一和第二电压/电流信号基于相结合的潜在时变信号而在幅值上变化。
在本发明设备第一实施例的另一个形式中，反馈电路响应于dc电压中的第一个以提供误差信号。电力转换电路使用该误差信号以调节第一dc电压。该反馈电路优选地包括误差放大器和稳压电源，该误差放大器具有输出电容，该稳压电源在电路中与误差放大器相连接以便基本上消除该输出电容对电力转换电路的影响。优选的是，由该稳压电源供给的稳定电压得自第一和第二电压/电流信号。
该误差放大器包含晶体管，其集电极在电路中与稳压电源连接，并且其发射极被连接成向电力转换电路提供误差信号。优选的是，该晶体管是光耦合到发光二极管的光电晶体管，其由响应第一dc电压的有源装置进行控制。
在本发明设备第一实施例的任一上述形式中，该设备可选地包括第一和第二装置，这些装置的每一个均提供一个或多个潜在时变信号。
在本发明设备的第二实施例中，多个输入级和多个输出级在电路中与变压器连接。开关电路切换输入级以在变压器中结合第一电压/电流信号和第二电压/电流信号，从而在输出级中为载荷装置提供多个dc电压。优选的是，输入级从多个潜在时变信号提取电力以便提供第一和第二电压/电流信号。
优选的是，当每个潜在时变电压均具有非零幅值时或当一个或多个(但并非所有的)潜在时变电压具有零幅值时，均提供dc电压。
在本发明设备第二实施例的一个形式中，可选的输入级将可选的输入电压源在电路中连接到变压器。该可选的输入级、变压器以及输出级一起工作以提供dc电压。
本发明的方法从多个潜在时变信号提取第一和第二信号部分。该第一和第二信号部分相结合以提供第一和第二电压/电流信号。该第一和第二电压/电流信号通过变压器相结合以提供dc电压。
优选的是，该第一和第二信号部分是正向和负向部分，以使这些正向部分以部分相加的方式结合以提供第一电压/电流信号，并且这些负向部分以部分相加的方式结合以提供第二电压/电流信号。
在本发明方法的另一个实施例中，该第一和第二电压/电流信号基于相结合的潜在时变信号而在幅值上变化。优选的是，当每个潜在时变信号具有非零幅值时或当至少一个但并非所有的潜在时变信号具有零幅值时，均提供dc电压。
结合附图参考下面的说明可以理解本发明其它的和进一步的目的、优点和特征，其中相同的参考标记表示相同的结构元件，并且图1是本发明的电力供应设备的框图，该设备连接到其中可以使用该设备的系统中；图2是图1电力供应设备的电力提取器的电路图；图3是图1电力供应设备的电力转换器的框图；图4是图3电力转换器的输入能量储存器的电路图；图5是图3电力转换器的开关网络的电路图；图6A是图3电力转换器的隔离转换器的实施例的电路图；图6B是图3电力转换器的隔离转换器的另一个实施例的电路图；
图7是图3电力转换器的反馈网络的局部框图和局部电路图；图8A是图3电力转换器的输出能量储存器的电路图；以及图8B是图3电力转换器的过电压保护器的电路图。
具体实施例方式
参考图1，通信系统20包括相互连接以便通过调制解调器26和网络28交换信息的计算机22和终端装备24。载荷装置30连接在调制解调器26和终端装备24之间。载荷装置30依靠终端装备24的输出信号以及依靠调制解调器26的输出信号进行操作。
载荷装置30例如可以是安全装置，其在终端装备24上加以改进以便将安全措施编码到从终端装备24输出的通信信号中，并且从调制解调器26输入的通信信号中解码安全措施。载荷装置30利用本发明的电力设备32提供的dc电压供电。对本领域技术人员显然的是，在图1中用30B标示的类似的安全测量装置或其等价软件与计算机22相关联。作为单独的装置，安全测量装置30B可以利用可从计算机22获取的或者来自电力设备例如本发明的电力设备32的电力供电。
电力设备32包括电力提取器34、电力转换器36和可选的外部电源38。电力提取器34与多条信号线即调制解调器26的输出信号线40、42、44和46以及终端装备24的输出信号线48和50相互连接。调制解调器26的输出信号线40、42、44和46输送分别标示为DSR、RI、CTS和DCD的潜在时变信号。终端装备24的输出信号线48和50输送分别标示为DTR和RTS的潜在时变信号。
电力提取器34从潜在时变信号DSR、RI、CTS、DCD、DTR和RTS提取电力(电压和/或电流)。即电力提取器34象寄生虫一样从这些信号中获取电力。电力提取器34提供所提取的分别作为Vp线52和Vn线54上的第一和第二电压/电流信号的电力。
电力转换器36将线路52和54上的第一和第二电压/电流信号转换成经由多条供给线路56、58和60供给载荷装置30的多个dc电压。重要的是，电力设备32、调制解调器26、载荷装置30和终端装备24共用共同的基准电位，例如在图1中示为电路接地61。
万一从潜在时变信号DSR、RI、CTS、DCD、DTR和RTS提取的电力不足以为载荷装置30供电时，或者如果电力提取过程显著影响通信系统20的性能时，外部电源38将提供电力。为此，外部电源38经由一对线路37和39为电力提取器34提供ac或dc电力。
对本领域技术人员显然的是，该通信系统20是其中电力设备32可用于为载荷装置30供电的系统的一个实例，并且该电力设备32可用于为其它系统中的载荷装置供电。对本领域技术人员还显然的是，尽管电力提取器34从终端装备24的两个信号以及从来自调制解调器26的四个信号提取电力，根据可用信号的数目以及载荷装置30的电力要求可以使用或多或少的信号。对本领域技术人员还显然的是，尽管示出用于三个dc电压的三条供给线路，根据具体载荷装置30的电力要求，可以使用或多或少的供给线路以及dc电压。
对于通信系统20，每个潜在时变信号DSR、RI、CTS、DCD、DTR和RTS均被表示成具有等于或大于最小值(例如3.5伏)的幅值的正的或负的电压。电压符号(正的或负的)表示逻辑的TRUE或FALSE状态。可从潜在时变信号提取的电流量是有限的，当提取更多的电流时，电压将下降。这种相互作用一般会扩展到来自给定装备源(例如终端装备24)的具有相同电压符号的所有的潜在时变信号。潜在时变信号的电压符号与涉及终端装备24和调制解调器26的正常初始化和信息交换量一起随时间变化。
本发明的电力设备32对潜在时变信号DSR、RI、CTS、DCD、DTR和RTS做出反应，包括停止来自给定源(例如终端装备24)的具有给定电压符号的所有电流。当可行时，电力设备32提取载荷装置30所需的电力并且检测何时这种提取不可行。
同样，电力提取器34从终端装备24和调制解调器26中的任一个或者同时从二者提取电力。例如，当没有输入的或输出的信息时，终端装备24和调制解调器26均不会产生任何潜在时变信号。但是，只要终端装备24或调制解调器26的任意一个为其接口功能供电，则仍将以时变方式提供电力并且dc电压仍将被供给到载荷装置30。一般地，信号DSR和DTR仅在系统初始化期间改变极性，并且随后可在标准系统操作期间变化幅值或者保持不变。如果调制解调器26接收并且传送输入的信息，则信号RI和DCD是可能在极性方面时变的，而信号DSR、DTR、RTS和CTS在极性上是非时变的。任何或所有的信号在幅值上可以是时变的。电力提取器34将从极性可能潜在时变的信号RI和DCD以及极性通常是非时变的信号DSR、DTR、RTS和CTS提取电力，以便为载荷装置30提供dc电压。在另一方面，当仅有输出信号有效时，RI、DCD、RTS和CTS的非时变和潜在时变的角色将颠倒。
参考图2，电力提取器34从潜在时变信号DSR、RI、CTS、DCD、DTR和RTS提取电力并且分别作为在Vp线52和Vn线54上的第一和第二电压/电流信号提供所提取的电力。电力提取器34包括多个分别接收潜在时变信号DTR、RTS、DSR、RI、CTS和DCD并且在Vp线52和Vn线54之间并联连接的二极管网络62-1、62-2、62-3、62-4、62-5和62-6。
电力提取器34还包括另外的被连接以经由线路37和39从外部电源38接收电力的二极管网络62-7和62-8，该外部电源具有适当的电压范围，其或者共用公共的接地电位61或者具有浮动接地。
经由电力转换器36的隔离的初级绕组提供交流电源连同必须的控制信号的可选方法，对于电源设计领域的技术人员而言是显然的。本发明的方法是优选的，因其具有更低的复杂度并且可以自动开关，该外部电源的电压范围和接地电位允许其得以使用。
电力提取器34还具有连接至电路接地的另外的二极管网络62-9，当所有其它的电源均对该电压没有贡献时，其为Vp线52和Vn线54确立极限电压。
由于每个二极管网络都是基本相似的，所以仅详细描述二极管网络62-1和62-9。二极管网络62-1包括在Vp线52和Vn线54之间串联连接的上部二极管64-1和下部二极管66-1。在上部二极管64-1和下部二极管66-1的连接点处接收潜在时变信号DTR。二极管网络62-9包括在Vp线52和Vn线54之间串联连接的上部二极管64-9和下部二极管66-9。在上部二极管64-9和下部二极管66-9的连接点处连接公共接地。
考虑二极管网络62-1到62-6以及62-9的操作，二极管从信号DTR、RTS、DSR、RI、CTS和DCD以及电路接地提取瞬时最高和最低电压，并且将位于那些相同的最高和最低电压下的这种信号的电流相加。因为这些信号源的性质使得随着加载在这些信号源上的电流的增加，它们的电压幅值降低，相结合的最高/最低电压/电流相加功能使得随着提取电流的增加，做出贡献的电压源的数目增加，直至在极限情形中，相同极性的所有输入均对Vp线52和Vn线54中的适当的一条贡献电流。
例如，当均来自终端装备24的信号DTR是+5.4V并且信号RTS是-5.2V，并且全部来自调制解调器26的信号DSR和DCD是+5.7V而且信号RI和CTS是-5.4V时，并且当网络62-1到62-6的二极管各具有0.6V的正向二极管电压降时，则分别通过二极管64-3和64-4供给Vp线52以及通过二极管66-5和66-6供给Vn线54的、由信号DSR、DCD、RI和CTS引起的Vp线52和Vn线54上的空载电压分别为+5.1V和-4.8V。随着V+和V-线路上的负荷的增加，由调制解调器26引起的电压一般会降低。当DSR和DCD上所引起的正电压达到DTR的电压时，则信号DTR开始为Vp线52贡献电流。类似的，当RI和CTS上所引起的负电压与RTS的电压匹配时，则信号CTS开始为Vn线54贡献电流。
可能发生所有的非零信号都具有相同的极性。为了描述的目的例如，信号RI可以不用在给定的系统类型中，在这种情形下，可以使其保持未连接和浮动。如果这种系统能够同时进行发送和接收，则当二者同时发生时，一般所有的其它信号，即DTR、CTS、DSR、RTS和DCD均具有同样强的极性。在此情形下，Vp线52由这些信号所提供的电压中的较高的一个所驱动，所有的二极管64-1、64-2、64-3、64-5和64-6均导通并且所有的二极管66-1、66-2、66-3、66-5和66-6均阻塞。现在二极管66-9将Vn线54上的电压确定为+0.4V，在接地之上一个正向二极管电压降。对于该状态，Vp和Vn都是正的，并且Vp线更偏正。
如果外部电源38连接到线路37和39，则二极管网络62-7和62-8被激活，并且当连接的电源在二极管64-1、64-2、66-1和66-2的正向二极管电压降之后提供的电压高于在其它情形中提供在Vp线52和Vn线54上的电压时，向Vp线52和Vn线54贡献电流。现在可以清楚为什么外部电源38必须以公共的接地为基准或者具有浮动接地基准的原因。同样地，由外部电源38提供的最大幅值电压将在适当的正向二极管电压降之后提供到Vp线52和Vn线54上。
在Vp线52和Vn线54上的最大幅值电压决定电力提取器34中的所有二极管的反向击穿电压额定值所需的最小值。二极管64-9和66-9的反向击穿电压应该分别高于Vp线52和Vn线54的最大电压。电力提取器34中的所有其它二极管的反向击穿电压应该高于它们所直接连接的Vp线52或Vn线54中的任一个的最大幅值电压与能够在二极管的相对端所直接连接的输入信号端子处提供的所述Vp线52或Vn线54的相反极性电压的最大幅值之和。
为了描述的目的例如，如果在信号DTR、RTS、DSR、RI、CTS和DCD提供的任何连续电压的最大幅值为15V，并且外部电源38可具有幅值范围在6V到24V的dc电压或者24V±15％的ac rms(均方根)电压，它们都是易于获得的外部电源，则网络62-9的二极管需要25V或更高的反向击穿电压，网络62-1到62-6的二极管需要40V或更高的反向击穿电压，并且网络62-7和62-8的二极管需要60V或更高的反向击穿电压。则对于这三级二极管网络而言，这些二极管的对应正向电压降可以分别是0.4V、0.6V和1.0V。
参考图3，电力转换器36包括输入能量储存器70、开关网络80、隔离转换器100、输出能量储存器150、过电压保护器140和反馈网络160。输入能量储存器70、开关网络80和隔离转换器100连接到Vp线52和Vn线54。
输入能量储存器70用于多个目的。它对由于信号DTR、RTS、DSR、RI、CTS和DCD极性的突然改变而引起的Vp线52和Vn线54上的电压中的快速瞬变过程进行平滑处理。它提供电源设计领域技术人员所公知的传统的ac输入平滑处理。同样，它以电源设计领域技术人员所公知的方式收回由开关网络80和隔离转换器100反射回输入的任何能量。
参考图4，输入能量储存器70包括分别在电路接地和Vp线52及Vn线54之间连接的电容器72和74。电容器72和74分别为Vp线52和Vn线54用作如由电力提取器34发送的能量储存装置，并且还用于收回可能从开关网络80和隔离转换器100返回的任何开关能量。
再次参考图3，开关网络80将线路82上的开关信号提供给隔离转换器100。隔离转换器100响应于线路82上的开关信号以将Vp线52和Vn线54上的时变信号转换成线路102、104和106上的多个dc输出电压。输出能量储存网络150提供电荷(能量)储存，而过电压保护器140为线路102、104和106的每一条上的dc电压提供过电压保护。
反馈网络160是可操作的以控制开关网络80和隔离转换器100来调节在线路102、104和106中的至少一个上的dc输出电压。为了描述的目的例如，线路104上的dc电压将被示出为并且被描述为是受到调节的。反馈网络80响应线路104上的dc电压关于基准电压的变化以便在线路162上产生误差信号ES。误差信号ES控制在线路82上的开关信号的定时，以及从Vp线52和Vn线54耦合到隔离转换器100的能量。当线路104上的dc输出电压从理想值发生改变时，误差信号ES也将以控制开关网络80的方式变化以便将线路104上的dc电压校正为理想值。
参考图5，开关网络80包括脉宽调制(PWM)控制器84，该控制器的Vin和GND端子分别连接到Vp线52和Vn线54。PWM控制器84的控制反馈端子FB连接到反馈线路162，并且其电力开关端子SW+和SW-分别连接到线路82和Vn线54，后者通过一个非常小的电阻器98进行连接以便提供过电流保护。
PWM控制器84使得线路52和54上的缓慢时变信号交替的行进通过两条不同的路径，而这又使得电流首先沿着一个方向并且然后沿着交替的方向流经隔离转换器100的变压器的初级绕组。通过传导路径的这种快速改变，PWM控制器84将线路52和54上的准dc信号转换成流经隔离转换器100的ac(交流)信号。这个ac信号能够通过变压器耦合，由此提供作为隔离转换器特征的在输入和输出电压之间的隔离。从dc到ac的这种局部转换的所有基本原理对于电源设计领域的技术人员而言都是公知的。
PWM控制器84用来在两条路径之间进行交替的实际单元如下。PWM控制器84在其CLK端子处产生或者接收快速变更的时钟信号。该时钟信号一般具有50kHz和5MHz之间的频率，但是可以高于或低于该频率。PWM控制器84的操作与该周期时钟信号的相位相关。
PWM控制器84还在其端子FB处接收反馈电压ES。PWM控制器84将反馈信号ES和在内部或外部产生的基准电压相比较，后者一般在0.85V到2.8V的范围内。当端子FB处的电压低于该基准电压时，则PWM控制器84在输入时钟的每个循环的部分时期内使能端子SW+和SW-之间的低电阻传导路径。该时钟循环的这种传导相的持续时间是端子FB处的反馈电压和基准电压之间的电压差的函数，所以随着这两个电压在数值上相互接近时，该传导相缩小为零持续时间。
由于实际电路具有很短但是非零的开关时间，一些PWM控制器例如上述的控制器改变用于进行决策和相持续时间计算的实际时钟的频率。例如，当传导相的持续时间降低至输入时钟周期的10％以下或者升高至90％以上时，一些PWM控制器按照因子5降低有效时钟频率。这种有效频率的降低使得控制器能够更加接近地逼近理想的PWM控制器的工作循环极限的0％和100％。
在本发明的设计中，PWM控制器84的端子SW+连接到隔离转换器82的信号PS，而PWM控制器端子SW-直接地或者通过电阻器98连接到Vn线54。在优选实施例中，电阻器98具有小电阻以便限制通过PWM控制器84的最大电流。
PWM控制器84可以是任何目前或者将来公知的适当的PWM控制器。优选的是，PWM控制器84是可以从美国California的NationalSemiconductor Corporation of Santa Clara获取的LM2578A型开关调节器。正是这种特殊类型的控制器通过示例具体用作图5和随后段落中的PWM控制器84。
电容器92连接在PWM控制器84的GND端子和CLK端子之间。电容器92的值被选定用于确定所述控制器的期望的操作频率例如100kHz。在FB和CLK端子之间连接补偿电容器90以便有助于进行同步操作。
开关端子SW+经由线路82连接到转换器100，而开关端子SW-通过电阻器98连接到Vn线54。这种PMW控制器型号具有单独的限流输入端子CL。在所示出的操作模式中，当CL端子处的电压和GND端子处的电压之间的差超出预定值时，端子SW+和SW-之间的传导被抑制。电阻器97和98确定了这个电流值。电容器96确定了用于抑制由于PWM控制器84的开关动作与隔离转换器100的电感和电容之间的相互作用而引起的瞬变过程的时间常数。
参考图6A，其中将本发明的隔离转换器100的第一实施例示出为转换器100A。转换器100A包括具有初级绕组112和分组的次级绕组116的变压器110，该次级绕组116具有三个串联连接的绕组部分116A、116B和116C。次级绕组部分116B和116C的连接点被连接到电路接地处。对于本领域技术人员显然的是，该分组的次级绕组116可选的还可以是三个串联连接的次级绕组。
串联连接的电感器122和电容器124将Vp线52连接到初级绕组112的打点端。初级绕组112的未打点端连接到Vn线54。电感器122和电容器124的连接点被连接到线路82。双极瞬变电压抑制装置126连接在Vp线52和Vn线54之间以便抑制由于变压器110的漏电感而产生的高电压瞬变峰值。双极瞬变电压抑制装置126例如可以是可从美国Illinois Des Plaines的Littelfuse获得的部件编号为P6KE36CA的600W的轴向瞬变电压抑制器。
次级绕组部分116A、116B和116C分别连接到输出级128-1、输出级128-2和输出级128-3。输出级128-1、128-2和128-3分别连接到输出线102、104和106。输出级128-1、128-2和128-3是基本相同的并且具有相同类型的元件，它们具有相同的参考标记，其中后缀1用于输出级128-1、后缀2用于输出级128-2并且后缀3用于输出级128-3。下面仅对输出级128-1进行详细描述，并且指出输出级128-2或128-3的任何不同之处。
输出级128-1包括电容器130-1、电感器132-1和二极管134-1。电容器130-1和电感器132-1与次级绕组部分116A的未打点端和输出线102串联连接。二极管134-1连接在电路接地以及电容器130-1和电感器132-1的连接点之间。
输出级128-3的不同之处在于电容器130-3连接到次级绕组部分116C的打点端并且二极管134-3具有与二极管134-1相反的极性。这些改变是必须的以便在输出线106上提供负的dc电压。
在优选实施例中，电感器132-1、132-2和132-3与电感器122共用公共的磁透材料磁芯136，如由美国专利No.4,184,197所教导的，通过引用将该专利结合在这里，特别是它的图13。电感器的其它耦合方式也是可能的，包括如由上述专利所公开的在公共的磁芯上耦合隔离转换器100A的所有的电感器。开关网络100A的操作与上述专利中的所述操作相同，特别是它的图12和13。
转换器100A具有无需使用变压器而在单一设计中既可向上转换又可向下转换电压的能力。由于这种能力，与其它类型的电源设计相比，它倾向于在其构件上引起较低的电压应力。
参考图6B，将隔离转换器100的第二实施例示出为转换器100B。转换器100B包括一些与转换器100A中的元件相同并且具有相同参考标记的元件。
Vp线52连接到初级绕组112的打点端。初级绕组112的未打点端连接到开关信号线82。串联连接的电容器117和电阻器118通过初级绕组112相连接以便有助于共振操作并且回收大部分的由变压器110的开关瞬变和漏电感所引起的过剩能量。双极瞬变电压抑制装置126连接在Vp线52和Vn线54之间以便抑制由于变压器110的漏电感而产生的高电压瞬变峰值。
输出级128-1、128-2和128-3具有将次级绕组部分116A、116B和116C分别连接到输出线102、104和106的二极管138-1、138-2和138-3。二极管138-1和138-2连接到次级绕组部分116A和116B的未打点端，并且具有能够用来在线路102和104上提供正的dc电压的极性。二极管138-3连接到次级绕组部分116C的打点端并且定向为在线路106上提供负的dc电压。
转换器100B是其类型一般公知为返驰拓扑的开关稳压器转换器设计，如此称呼它，是因为能量通过变压器的实际传输主要是在PWM控制器的传导循环的非传导“返驰”相期间发生的。关于本发明，与转换器100A的拓扑相比，该返驰拓扑在其元件上引起更高的电压应力并且在其能够操作之前要求Vp和Vn线之间具有更大的输入电压差。但是，它的优点在于，需要较少的器件，并且具体的是，对于描述的单输入三输出应用而言，少于转换器100A拓扑的电感绕组的数目的一半。
因为对电感器的端部打点仅仅是一种惯例，用于将绕组相对于公共的磁通轨迹对准，显然在转换器100A或转换器100B的任一个中这些点都可以移动到每个电感器的另一端，只要转换器的电感器上的所有圆点均这样同时地改变。
参考图7，反馈网络160包括光隔离误差放大器164，该放大器包括(1)具有光耦合到光电晶体管166的发光二极管(LED)168的光隔离器，以及(2)可精确编程的旁路基准170。光电晶体管166的集电极连接到稳压电源172，而其发射极则连接到反馈线路162并经由限流电阻器88连接到Vn线52。为此，光隔离误差放大器164可以是集成的部件例如可从美国的Maine South Portland的FairchildSemiconductor Corp.获得的Fairchild FOD2741C。它也可以按电源设计领域技术人员所公知的方式，由与控制LED168的电流的单元分离的例如旁路基准的光隔离器构成。
稳压电源172优选经由Vp线52和Vn线54供电，或者直接地或通过降压电阻器网络供电。其目的在于相对于基准Vn线54为光电晶体管166提供稳定的电压基准，以便从线路162和PWM控制器84消除光电晶体管166固有大电容的效应。为此，电压源172可以是低电压低电流稳压器，例如从前面所提到的National Semiconductor Corp.获得的National LP2951。
LED168的阳极经由限流串联电阻器174连接到例如输出线102的适当的电压源，该电阻器规格确定为能够减小和限制功率损耗。使用可选的旁路电容器176用于抑制高频电压瞬变。可编程旁路基准170的控制电极经由电阻分压器网络连接到输出线104，该电阻分压器网络由串联电阻器178和旁路电阻器179构成。可选的旁路电容器180用于抑制高频电压瞬变。电阻器182和电容器184在可编程旁旁路基准170的控制节点和补偿反馈节点之间串联连接，以便对旁路基准提供低通滤波的误差补偿反馈。
在操作中，反馈网络160使用由电阻器178和179构成的精密电阻分压器，以便在节点177处产生作为输出线104上的电压的预定部分的电压。可编程旁路基准170产生内部电压，该电压小于固定的预定电压，例如对于Fairchild FOD2741C是2.5V，或者稍微小于在节点171处的电压的电压，在节点171处的电压是LED168的阴极输出，该电压即使在零电流时至多是LED168的电压源的电压，在此情形中为输出102。
LED168直至其阴极电压高于可编程旁路基准170的预定基准电压时才开始发光。因此，在该实例中，LED168直至其阴极电压达到2.5V才开始发光。对旁路基准的反馈通过旁路基准170控制来自LED168的电流。当该反馈电压低于可编程旁路基准170在内部产生的电压时，旁路基准170导通电流并且LED168照亮。当该电压高于内部产生的电压时，LED168保持黑暗状态。以此方式，旁路基准170和LED168一起将节点177处的电压与其内部电压通过可编程旁路基准170进行比较的结果转换成通过LED168内的间隙到达浮栅光电晶体管166的光子。光电晶体管166根据其每单位时间所接收的光子的数目传导或高或低的电流。而这又使得通过电阻器88的电压降发生改变，从而对开关网络80(示于图3)调制提供在线路162上的反馈电压ES。
在实际操作中，旁路基准170和LED168工作用于将流经光电晶体管166的电流的非线性但是连续的函数提供成为旁路基准的内部产生的电压和节点177处的电压之间的差值的函数。当两个电压接近时，该函数的连续性质提供反馈网络160的精确控制。
参考图8A，输出能量储存网络150对于每条输出线102、104和106均包括各自的电容器142-1、142-2和142-3，它们连接在各自的输出线和电路接地之间。例如，电容器142-1在输出线102和电路接地之间并联连接，以便同时为输出线102上的负荷中的快速瞬变以及在隔离转换器100的每个操作循环的各个相期间的平稳电力传输提供能量储存。
参考图8B，过电压网络140对于每条输出线102、104和106均包括各自的保护性Zener二极管146-1、146-2和146-3，它们连接在各自的输出线和电路接地之间。例如，二极管146-1并联连接在输出线102和电路接地之间。Zener二极管146-1通过其十分熟悉的雪崩击穿机制提供过电压保护，在接近由该二极管的构造所决定的电压时将发生这种雪崩击穿。
由此，具体参考其优选形式对本发明进行了描述，显然在不背离如由所附权利要求所限定的本发明精神和范围的前提下，其中可以做出各种改变和修改。
权利要求
1.一种用于为载荷装置供应电力的设备，包含从多个潜在时变信号提取电压/电流并且提供第一和第二电压/电流信号的电力提取器；以及用于将所述第一和第二电压/电流信号转换成提供给所述载荷装置的多个dc电压的电力转换电路。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述电力提取器分别基于所述潜在时变信号的正向和负向部分提供所述第一和第二电压/电流信号。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述正向部分以相加的方式结合以提供所述第一电压/电流信号，并且所述负向部分以相加的方式结合以提供所述第二电压/电流信号。
4.根据权利要求3所述的设备，其中所述第一和第二电压/电流信号的每一个的幅值均受到限制。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述电力提取器包含用于所述潜在时变信号中的每一个的二极管网络。
6.根据权利要求5所述的设备，其中所述二极管网络并联连接在分别输送所述第一和第二电压/电流信号的第一和第二线路之间。
7.根据权利要求2所述的设备，其中所述第一和第二电压/电流信号具有共同的基准电位。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述电力转换电路进一步包含以相加的方式将所述电压/电流信号结合成所述dc电压的变压器电路。
9.根据权利要求8所述的设备，其中所述电力转换电路包含将所述第一和第二电压/电流信号同时切换到所述变压器电路的开关。
10.根据权利要求1所述的设备，还包括独立的电源以及当所述多个潜在时变信号不足以提供用于产生所述多个dc电压的电力时，用于将所述独立的电源耦合到所述电力转换电路的单元。
11.根据权利要求10所述的设备，其中所述用于耦合的单元包含二极管对的阵列，每个二极管对均作为半桥连接到对应的输入信号，并且另外的二极管对作为半桥连接到公共接地。
12.根据权利要求1所述的设备，还包含用于提供所述潜在时变信号的至少一个的第一装置。
13.根据权利要求12所述的设备，还包含用于提供所述潜在时变信号的至少另一个的第二装置。
14.根据权利要求13所述的设备，其中所述载荷装置经由所述的多条信号线与所述第一和第二装置相互连接。
15.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一和第二电压/电流信号基于相结合的所述潜在时变信号而在幅值上变化。
16.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一电压/电流信号比所述第二电压/电流信号更加正。
17.根据权利要求1所述的设备，还包含响应于所述dc电压中的第一个以提供误差信号的反馈电路，并且其中所述电力转换电路响应于所述误差信号以调节所述第一dc电压。
18.根据权利要求17所述的设备，其中所述反馈电路包含误差放大器和稳压电源，所述误差放大器具有输出电容，所述稳压电源在电路中与所述误差放大器相连接，以便基本上消除所述输出电容对所述电力转换电路的影响。
19.根据权利要求18所述的设备，其中所述稳压电源为所述误差放大器提供稳定电压，并且其中所述稳定电压得自所述第一和第二电压/电流信号。
20.根据权利要求19所述的设备，其中所述误差放大器包含晶体管，该晶体管的集电极在电路中与所述稳压电源连接，并且其发射极被连接成为所述电力转换电路提供所述误差信号。
21.根据权利要求20所述的设备，其中所述晶体管是光耦合到发光二极管的光电晶体管，所述发光二极管由有源装置响应于所述第一dc电压进行控制。
22.一种用于为载荷装置供应电力的设备，包含在电路中与变压器连接的多个输入级和多个输出级；以及切换所述输入级以在所述变压器中结合第一电压/电流信号和第二电压/电流信号从而在所述输出级中为所述载荷装置提供多个dc电压的开关电路。
23.根据权利要求22所述的设备，其中所述输入级从多个潜在时变信号提取电力以便产生所述第一电压/电流信号和所述第二电压/电流信号，并且当每个所述潜在时变电压具有非零幅值时或当一些但并非所有的所述潜在时变电压具有零幅值时，提供所述多个dc电压。
24.根据权利要求22所述的设备，还包含用于将可选的输入电压源在电路中连接到所述变压器的可选的输入级，并且其中所述可选的输入级、所述变压器以及所述输出级一起工作以提供所述多个dc电压。
25.根据权利要求22所述的设备，其中所述dc电压中的至少一个是正的，并且所述dc电压中的至少一个是负的。
26.一种用于为载荷装置供应电力的方法，包含从多个潜在时变信号提取第一和第二信号部分；将所述第一和第二信号部分相结合以提供第一和第二电压/电流信号；以及将所述第一和第二电压/电流信号转换成多个提供给所述载荷装置的dc电压。
27.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一和第二信号部分分别是正向的和负向的部分
28.根据权利要求27所述的方法，其中所述正向部分以累加的方式结合以提供所述第一电压/电流信号，并且所述负向部分以累加的方式结合以提供所述第二电压/电流信号。
29.根据权利要求26所述的方法，其中当每个所述潜在时变信号具有非零幅值时或当至少一个但并非所有的所述潜在时变信号具有零幅值时，均提供所述dc电压。
30.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一和第二电压/电流信号基于相结合的所述潜在时变信号在幅值和极性上变化。
全文摘要
本发明公开了一种基于寄生性电力提取的电源设备和方法。从装备输入和/或输出的信号提取电力。所提取的电力被转换成用于与该装备相关联的装置的dc电压。所提取电力的正的部分以相加的方式结合以提供第一潜在时变信号，并且所提取电力的负的部分也以相加的方式结合以提供第二潜在时变信号。这两个潜在时变信号也以相加的方式结合并且被分成所需数目的dc电压和幅值。如果所提取的电力不足以提供dc电压时，则提供可选的dc电压电源。
文档编号G06F1/26GK1836198SQ200480023181
公开日2006年9月20日 申请日期2004年6月17日 优先权日2003年6月17日
发明者T·L·芬尼 申请人:霍尼韦尔国际公司