专利名称：用于零型伺服模式的异步数字解调器和方法
背景技术：
本发明涉及数据存储装置中的伺服系统，尤其涉及伺服系统内位置误差信号(PES)的解调。
数据存储装置诸如磁盘驱动器在记录媒体上存储数据。记录媒体典型地划分成多个平行数据道。磁盘驱动器中数据道同心排列，垂直于盘的半径。由换能器或“头”存储和检索数据，换能器或“头”由致动器臂定位于所需的数据道上。
根据存储在专用伺服区内盘片表面上的伺服数据，在闭环伺服系统的控制下，致动器臂在横跨数据道的径向上移动该头。伺服区可与盘片表面上或者在专用于存储伺服信息的单独的盘片表面上的数据扇区交错排列。当头通过伺服区时就产生识别头相对于所要数据道的中心线的位置的回读伺服信号。根据这一位置，伺服系统转动致动器臂以调整头的位置，从而它移向所要的位置。
有几种型式的伺服区模式，如“零型”(null type)伺服模式，“分猝发脉冲幅度”(split-burst amplitude)伺服模式，以及“相位型”伺服模式。“零型”伺服模式至少包括以已知的相互相位关系写的两个区。第一区是“相位”或“同步”区，用来将读出通道的相位和频率锁定到回读信号的相位和频率上。第二区是位置误差区，用于识别头相对于数据道中心线的位置。
当头通过位置误差区时，回读信号的幅值和相位表示相对于数据道中心线头偏离的幅值和方向。位置误差区具有零型磁化模式，这样当头正好跨在数据道中心线上时，回读信号的幅值理想地为零。当头离开所要的数据道中心线时，回读信号的幅值增大。当头位于所要数据道中心线和相邻数据道中心线之间的半途上时，回读信号具有最大幅值。中心线一侧上的磁化模式与中心线另一侧上的磁化模式被写成180°相位差。因而回读信号的相位表示头位置误差的方向。
为控制伺服系统，必须对每一次经过位置误差区确定单一的位置误差值。一般说，位置误差值的幅值表示头离开数据道中心线的距离，而位置误差值的符号表示头的位移方向。位置误差值一般通过解调与位置误差区有关的回读信号来产生。以往，解读零型回读信号总是一种同步方法。在同步方法中，根据相位区的回读信号获知来自位置误差区的回读信号的正确相位，因为存储媒体上的相位区以相对于位置误差区己知的和固定的相位写入。一般是用锁相环(PLL)来获取相位区的相位，而该相位信息用来解调位置误差区。因此相位区必须足够长，使PLL锁定在回读信号的相位和频率上。例如相位区可以是3倍于位置误差区的长度。
在伺服扇区方案中，伺服区与数据区相交错，长的相位区消耗了存储媒体上宝贵的数据扇区。这些数据扇区否则可用于存储数据。随着盘片存储容量要求的不断提高，不断要求缩减伺服数据消耗的区域。
本发明致力于解决现有技术的这些以及其他问题，并提供其他的优点。
发明概述本发明涉及解决上述问题的异步数字解调器以及方法。
本发明的一个实施例提供一种根据从媒体上伺服区的读出信号确定读出头相对于存储装置中媒体上某一位置的位置误差的方法。该方法包括产生与读出信号异步的标准解调信号和产生与标准解调信号相位差90°的正交解调信号。读出信号被采样产生一列数字读出样值。标准解调信号乘以该列数字读出样值产生多个标准样值。正交解调信号乘以该列数字读出样值产生多个正交样值。根据多个标准和正交样值产生位置误差幅值和位置误差方向。
本发明的另一方面提供一种确定位置误差估值的方法，所述位置误差估值具有幅值和符号，表示读头相对于存储媒体上某一位置的移动距离和方向。所述方法包括根据媒体上的相位区产生相位区读出信号，采样相位区读出信号产生一列数字相位区采样值。位置误差区读出信号根据媒体上的位置误差区来产生，并被采样以产生一列数字位置误差区样值。该列数字位置误差区样值用至少一个解调信号进行解调，产生至少一个位置误差区系数，所述至少一个解调信号是与位置误差区读出信号异步的。该列数字相位区样值用至少一个解调信号进行解调，产生至少一个位置误差区系数，所述至少一个解调信号是与位置误差区读出信号异步的。该列数字相位区样值用至少一个解调信号进行解调，产生至少一个相位区系数。至少部分根据至少一个位置误差区系数确定位置误差估值的幅值，并至少部分根据至少一个位置误差区系数和至少一个相位区系数确定位置误差估值的符号。
本发明的又一个方面提供访问存储媒体上数据的盘片驱动存储装置。该盘片驱动装置包括产生读出信号的读出头。伺服系统部份地根据代表读出头从媒体上某一位置移动的距离和方向的位置误差估值在媒体上定位读出头。标准信号发生器产生标准解调信号。正交信号发生器产生正交于标准解调信号的正交解调信号。模数转换器采样读出信号并产生一列数字读出样值。标准乘法器以标准解调信号乘该列数字读出样值，产生多个标准样值。正交乘法器以正交解调信号乘该列数字读出样值，产生多个正交样值。幅值确定电路至少部分地根据多个标准样值和多个正交样值确定位置误差估值的幅值。符号确定电路至少部分地根据多个标准样值确定位置误差估值的符号。
本发明的再一个方向提供访问媒体上数据的盘片驱动存储装置，其中装置包括伺服机构，用于根据头相对于媒体的位置误差在媒体上定位头。装置还包括数字解调装置，用于接收来自头的读出信号并产生与读出信号异步的位置误差。
附图概述
图1为本发明一个实施例的方框图和数据存储系统的示意侧视图的组合。
图2为用于本发明一个实施例和用于现有技术中的零型伺服磁化模式的图。
图3是由通过图2所示模式中位置误差区并正好跨在数据道中心线上的头产生的部分回读信号波形图。
图4是头位于所要的数据道中心线一侧时产生的部分回读信号波形图。
图5是头位于所要的数据道中心线另一侧时产生的部分回读信号波形图。
图6是说明现有技术中同步模拟法的图。
图7是本发明一个实施例的异步数字解调器电路的方框图。
图8是图7所示解调器电路中各种波形对时间的波形图。
图9是求平方的和的平方根的电路图。
图10是用于本发明的一个实施例如图7所示解调器电路的符号检测器电路的方框图。
图11是作为图7所示解调器中A/D转换器所用的量化位数的函数的位置误差幅值的均方根(RMS)误差的曲线图。
图12是作为读信号的每周采样点数的函数的位置误差幅值的RMS误差的曲线图。
图13是本发明另一实施例用于归一化位置误差幅值的归一化电路的方框图。
较佳实施例的详述图1为本发明的一个实施例的方框图和数据存储系统的示意侧视图的组合。系统120中，在对通过主轴电动机128起作用的控制器126的控制下，盘片122绕主轴124旋转。控制器126通过电动机控制导线130和132连接到电动机128。
通过悬臂组件135(包括万向接头136、加载杆138、支持臂140和致动器142)头134被定位在盘片122的表面之上。致动器142使悬臂组件135绕支点144转动，使头134在盘片122的表面之上以弧线作径向移动。
致动器142包括磁性组件146和激磁线圈148。激磁线圈148形成在致动器臂140与加载杆138相对的支点144的一侧上。导线150和152连接激磁线圈148和控制器126。控制器126使电流流过导线150和152，使激磁线圈148产生磁场，该磁场与磁性组件146产生的磁场相互作用。作用的结果使致动器臂140绕支点144转动，从而将头134定位在盘片122表面上的所要数据道之上。
在头定位期间，处理器154将对电动机128的所需速度和对头134的所需位置通过双向总线156通知控制器126。此外，控制器126通过读出导线162和164接收来自头134的回读信号。在嵌入式伺服方案中，在同一盘片122的表面上，伺服扇区与数据扇区交错设置。当头134通过伺服扇区时，伺服扇区中的磁化模式产生回读信号中的伺服信号。控制器126监视伺服信号以确定头的当前位置。根据头134的当前位置和从处理器154接收到的所需位置，控制器126调整施加到激磁线圈148的电流。
图2为用于本发明的一实施例和用于现有技术中的零型伺服磁化模式的基本部分的图。垂直方向示出盘片122的径向范围，水平方向示出盘片122的角度范围。箭头182表示盘片122的循数据道方向或角度方向。箭头184表示盘片122的跨数据道方向或径向范围。图2示出4条数据道中心190、191、192和193，分别标注“1”、“2”、“3”和“4”。头134沿跨数据道方向184与数据道中心“2”对准。
图2中的阴影区对应于与非阴影区相比较时的反磁极区。例如在纵向记录系统中，如非阴影区中纵向磁化是图中的右到左，则阴影区中的纵向磁化为左到右。这些区中，与数字磁记录的标准做法一样，在任一个纵向中磁媒体是饱和的。
伺服扇区180包括前导区200、“同步”或“相位”区202、中间区204、位置误差区206以及后区208。前导区200、中间区204和后区208可以为“空”(如图2所示)或包含附加伺服数据。例如前导区200包含写恢复区，中间区204包含数据道和扇区数。相位区202包含径向相干的磁变换。当头134通过相位区202的上面时，相位区202内的磁化模式在头134的输出中感应一振荡信号。位置误差区206包含零型磁模式。以对相位区202的磁化模式预定相位关系写位置误差区206内的零型磁模式。位置误差区206也可包含一组相对于原始的、标准零脉冲模式移动半个数据道宽度的正交零模式(未示出)。
在已有技术中，锁相环一般用来锁定在由相位区202感应的振荡信号的相位和频率上，并产生具有相位与振荡信号的相位同步的解调或混频信号。混频信号用来解调来自位置误差区206的位置误差信号。回读信号的解调包含把回读信号与混频信号相乘，并对其结果进行积分，产生位置误差值。由于以相同于相位区的频率和对相位区的固定相位关系写零型伺服模式，故两信号相乘产生正校准信号或负校准信号。由于在数据道中心处的位置误差信号为零，故数据道中心上所述校准信号幅值为零。如果头134移向数据道中心的一侧，则校准信号为正，如移向另一侧，则校准信号为负。
相位区202也用于自动增益控制(AGC)以保持回读信号的幅值在相同标定范围内而与头134的径向位置无关。自动增益控制用来对解调的位置误差进行归一化以保持在跨数据道方向184上有相同的斜率(增益)。
图3示出当头134通过位置误差区206之上同时正好跨在数据道2的中心线191上时一部分回读信号的波形图。来自头134的回读信号基本上为零。图4示出当头134位于数据道1和2的中心线190和191之间的半途中时，一部分回读信号的波形图。图5示出当头134位于数据道2和3的中心线191和192之间的半途中时，一部分回读信号的波形图。注意，图5中的回读信号与图4中的回读信号相位差180°。正是这个相位差使校准信号为正或负，依照头134从哪个方向移动离开数据道中心而定。
图6是现有技术中解调位置误差区206中零型磁化模式产生位置误差的同步模拟法说明图。首先，锁相环(未示出)锁定在相位区202(图2中所示)产生的回读波形的相位和频率上，产生解调方波信号250，它具有与回读波形的基波成分相同相位和频率关系。方波250施加到乘法器254的第1输入端252。其次，将位置误差区206产生的回读波形256加到乘法器254的第2输入端258。乘法器254将回读波形256与解调方波信号250相乘，并将输出端260上的结果加到积分器262。
积分器262在采样积分时间窗上积分其结果，获得头位置的位置误差，采样积分时间窗最好是含有位置误差区206产生的回读波形的中间周期，因为该窗外额外的周期将导致位置误差值的误差。这在脉冲叠加引起较大前、后沿或存在与伺服扇区180内其他区相互磁作用时尤为重要。
图6所示的例子中，积分器262输出端处位置误差估值是正的。如回读信号256与图6所示的相差180°，则位置误差估值将为负。位置误差估值的符号表明头134与数据道中心线的哪一方向有关。同步模拟解调法抑制了正交于解调方波250的信号。当模式中存在一定量的径向不相干性时，会发生这些正交型噪声信号。这种解调方案抑制了相位不相干性引起的回读信号250的获得精确的位置误差估值的重要部分。
现有技术的同步系统的性能高度地依赖于锁相环的精度。例如锁相环提供的校准信号的相位不与相位区的相位对准，那末校准信号将有jE和负的成分，位置误差值将不精确。为避免这一点，现有系统用了较大的相位区以确保适当的相位锁定。
图7为本发明的一实施例用于零型模式的异步数字解调电路方框图。解调器300有一读出信号输入端302，耦合到A/D转换器304和定时电路305。A/D转换器304以等于或高于奈奎斯特(Nyquist)速率对输入端302接收到的原始读出信号采样，并将样值转换成一列数字读出值，提供到输出端306。输出端306上的数字读出值分别加到乘法器312和314的输入端308和310。
正交信号发生器320在输出端324上产生方波正交解调信号，它与来自伺服扇区的区202和206(示于图2)在输入端302接收到的原始读出信号具有相同的基频。标准信号发生器322在输出端326上产生方波标准解调信号，也与输入端302接收到的原始读出信号具有相同的基频，但相位90°相异于(正交于)输出端324上的正交解调信号。
在一实施例中，正交和标准信号发生器320和322包含压控振荡器(VCO)，它们被设置成以数据写入伺服区202和206中的已知频率进行振荡。然而标准和正交方波的相位与读出信号的相位无关。由此，解调器300可称为“异步”解调器，标准和正交解调信号可称为异步解调信号。
符号电路330耦合在正交信号发生器320的输出端324和乘法器312的输入端332之间。类似地，符号电路334耦合在标准信号发生器322的输出端326和乘法器314的输入端336之间。符号电路330和334对正交和标准解调信号的符号进行采样，并在输出端338和340产生一列数字符号值(如一列“0”和“1”)，它们由乘法器312和314分别与一列数字读出样值相乘。正交和标准解调信号的每个半周电路330和334的输出338和340在“0”和“1”(例“正”和“负”)之间反转。在另一实施例中，正交和标准信号发生器320和322产生一列符号数字字，由乘法器312和314将它们与对应的数字读出样值相乘。
方波解调信号和符号电路实施起来相当简单，且提供高质量位置误差信号(下面详述)。在另一实施例中，可采用其他解调信号如正交正弦波(正弦和余弦)。数字读出值可由对应的解调信号采样值与之相乘。
乘法器312和314的输出端350和352提供多个正交样值和标准样值并分别耦合到累加器354和356的输入端。当对应的解调信号的符号为负时，乘法器312和314实质上反转数字读出值的符号。当对应的解调信号的符号为正时，不反转数字读出值的符号。
累加器354和356在所选时间窗期间在输出端350和352上累加带符号的正交和标准样值，在输出端358获得经标度的正交傅里叶系数估值和在输出端360获得经标度的标准傅里叶系数估值。在输出端358和360分别用“Q”和“N”标注正交和标准傅里叶系数。当相位区202的中间周期期间使能累加器354和356，以累加多个正交和标准样值的相位部分，从而在累加器输出258产生相位区正交傅里叶系数γ，并在累加器输出360产生标准相位区傅里叶系数δ。当位置误差区202的中间周期期间使能累加器354和356，以累加多个正交和标准样值的位置误差部分，从而在累加器输出358产生位置误差区正交傅里叶系数β，并在累加器输出360产生位置误差区标准傅里叶系数α。当所选时间窗期间，累加器354和356使能输入端362和364，输入端362和364耦合到定时电路305的使能求和输出370，用于启动每个电路。
定时电路305耦合到读出信号输入端302，并当相位区202和位置误差区206的中间周期期间激励使能求和输出370。在例如中间区204中同步或伺服地址标记(“SAM”)检测之后的预定时间激励使能求和输出370。定时电路305还在输出端412产生相位/PES选择信号，该选择信号在相位区202之后和PES区206之前的预定时间反转，将在后面详述。
图8为说明解调电路300中各种波形在时间轴390上的波形图。波形400表示读输入302上接收到的读出信号。读出信号400包括来自相位区202的伺服猝发脉冲402和来自位置误差区206的伺服猝发脉冲440。在图中部的406上示出在A/D转换器304的输出端306处产生的多个数字读出值。每个点表示对应采样的读出信号400的幅值和符号。点408代表相位区202内读出信号400的样值。点410代表位置误差区206内读出信号400的样值。
波形412和414分别表示输出端324和326上产生的正交和标准解调方波。它们相互相位差90°。波形416表示定时电路305的使能输出端370上产生的使能求和信号。使能求和信号在T1时生效、在T2时失效，以限定相位区累加时间窗417，在该窗期间累加器354和356被使能用于产生相位区傅里叶系数。使能求和信号在时间T3再生效、在时间T4失效，以限定位置误差区累加时间窗418，在该窗期间累加器354和356被使能用于产生位置误差区傅里叶系数。
相位/PES选择信号由定时电路305产生在输出端412上，它在相位区202期间生效，而在位置误差区206期间失效。图8中波形419表示相位/PES选择信号。相位/PES选择信号在解调器300用于发送数据和控制各种采样和保持电路，以计及来自相位区202和位置误差区206的伺服脉冲发生在不同时间的事实。
因此累加器354和356在输出端358和360产生两组傅里叶系数。对图8中时刻T1和T2之间收集的数据产生相位区傅里叶系数γ和δ，而对时刻T3和T4之间收集的数据产生位置误差区傅里叶系数β和α。一经获得相位区和位置误差区傅里叶系数，就必须进行进一步信号处理以从傅里叶系数获得位置误差幅值估值及位置误差方向和符号估值。
再参看图7，位置误差区采样和保持电路420有输入端421和423，分别耦合到累加器输出358和360。当输出端412上的相位/PES选择信号无效时，使能采样和保持电路420。电路420用于采样然后保持由累加器354和356产生的位置误差区傅里叶系数β和α。位置误差区采样和保持电路420将这些系数送到位置误差幅值估值电路422的输入424和426。幅值估值器422根据位置误差区傅里叶系数存储电路420产生位置误差幅值或幅值估值。在一个实施例中，电路422使用平方电路的和的平方根产生位置误差幅值估值，如图9所示。
在图9所示的电路中，输入端424接收正交位置误差区系数β，输入端426接收标准位置误差区系数α。由求平方电路430和432对正交和标准系数α和β求平方，产生平方正交和标准系数，它们由加法电路434求和。加法电路434的输出β2+α2加到平方根电路436的输入。平方根电路436在输出端428产生位置误差幅值估值，它是β2+α2的平方根。再看图7，在输出端428上产生的位置误差幅值估值加到乘法器442的输入端440。
位置误差的总符号或方向由符号检测器电路450、多路分用器452、相位区符号采样和保持电路454、位置误差区符号采样和保持电路456以及异或(XOR)门458所产生。符号检测器电路450有输入端402和464，分别耦合到累加器354和356的输出358和360。符号检测器电路450有符号输出端451，被耦合到多路分用器452的输入。
当相位区傅里叶系数γ和δ出现在累加器输出358和360的时间窗期间，符号检测器电路450确定至少系数γ和δ之一的符号并将相位区符号值(例如逻辑“0”或“1”)加到符号输出端451。由于相位/PES选择信号生效，多路分用器452将该相位区符号值发送到多路分用器输出端474，输出端474耦合到相位区符号采样和保持电路454的数据输入端470。采样和保持电路454根据提供到使能输入端480的相位/PES选择信号采样然后保持相位区符号值。
当位置误差区傅里叶系数α和β出现在累加器输出358和360的时间窗期间，符号检测器电路450确定至少系数α和β之一的符号并将位置误差区符号值(例如逻辑“0”或“1”)加到符号输出端451。由于相位/PES选择信号无效，多路分用器452将该相位区符号值发送到多路分用器输出端474，输出端474耦合到位置误差区符号采样和保持电路456的数据输入端478。采样和保持电路456根据提供到使能输入端482的相位/PES选择信号采样然后保持位置误差区符号值。
采样和保持电路420、454和456可包含锁存器或触发器，例如可按需要进行电平触发或边沿触发。如现有技术中公知的，定时电路305可按需要修改，当正确的时间窗期间在相位/PES选择输出端412产生合适的边沿或电平。
采样和保持电路454和456的输出耦合到XOR门458的输入端，XOR门比较有关的符号值。下表为XOR门458提供的真值表。
输出端494上XOR门的结果产生读写头位置误差的总符号或方向。
XOR门458的输出494耦合到乘法器442的输入端502。在一个实施例中，乘法器442以输出端440上的位置误差幅值估值乘输入端502上的总位置误差符号值，在输出端504上产生带符号的位置误差估值。在另一实施例中，乘法器442只是简单地对位置误差幅值估值附上位置误差符号值作为符号位。
控制器126(示于图1)利用由解调器300产生的带符号的位置误差估值，控制头134相对于盘片122表面上所要的数据道中心线的径向位置。
图10是本发明一实施例的符号检测电路450的方框图。如果标准和正交傅里叶系数幅值相近，则推断他们都在测量的噪声背景电平之上，在对确定区符号应用中每一个都有效。这时可始终使用一个或另一个系数来获得正确的区符号。如两个系数互相不同，则选用较大的一个进行区符号确定，以避免由于使用在噪声电平内的傅里叶系数引起的符号检测误差。
可用多种样式的电路来实现区符号确定。例如图10中的符号检测器电路450包括绝对值电路526和528、比较器530和多路转换器532。每个区的标准和正交系数分别加到绝对值电路526和528的输入端。绝对值电路526和528确定这些系数的绝对值，绝对值电路526的输出耦合到比较器530的一个输入端。绝对值电路528的输出耦合到比较器530的另一输入端。比较器530的输出531耦合到多路转换器532的选择输入端534。标准和正交系数的符号位加到多路转换器532的各个数据输入端。多路转换器532的输出耦合到符号检测器电路450输出端451。
比较器530比较标准和正交系数的绝对值，在输出端531产生多路转换器选择信号，该信号是比较的指示。例如当标准系数大于下交系数时比较器在输出端531上产生逻辑“0”，而当正交系数大于或等于标准系数时则输出端531为逻辑“1”。当输出531为“0”时，多路转换器对区符号输出451加标准符号位。当输出531为“1”时，多路转换器对总区符号输出451加正交符号位。
模拟图7所示的异步解调电路来确定简单的电子噪声的影响、A/D转换器304的量化位数以及每周的采样点数。图7所示异步解调电路产生的带符号的位置误差估值的质量的一种量度是被抑制的噪声量。电子噪声是最简单的情况，通常是加白高斯噪声(AWGN)。在模拟中对原始读出信号加上AWGN，在最终解调之前，先对原始读出信号作低通滤波以有助于除去所加噪声的影响。
图11的曲线，表示作为轴592上用于采样读出信号的A/D转换器304所采用的量化位数的函数，在轴590上的位置误差幅值的均方根(RMS)误差。从速度与成本观点看，希望A/D转换器304位数少些。较高的误差表示较低质量位置误差。模拟中假定20dB的原始信噪比(SNR)。这里，信噪比(SNR)定义为隔离的读出脉冲的零至峰值的平方与解调器带宽上噪声功率之比。
线600表示作为同步模拟解调法的量化位数的函数的RMS误差。由于模拟同步解调法不使用采样，对衡量本发明的异步数字解调法，它是一个好的基准。其值对所有量化位数几乎是常量。其小的变化是由模拟中有限的数据点数引起的。线600所示的同步模拟法的RMS误差约-44dB。线602表示作为本发明的异步数字解调法的量化位数的函数的RMS误差。线602在量化数6位附近接近它的最终渐近值。在10量化位数处，本发明的异步数字解调法达到其最佳性能值，即差于同步模拟解调法约1.5dB。
其他通常使用的伺服模式如分裂脉冲幅值模式和有关的解调技术，得到的位置误差质量在差于使用零型模式和模拟同步解调法6dB的量级上。因此，使用异步数字解调法比用分裂脉冲幅值模式和解调方法获益4.5dB左右。
这就使得在那些并不严格需要极端的位置误差质量但需要改善位置误差质量的地方，本发明的异步数字零型解调对低成本实施是理想的。此外，数字解调系统易于结合到现存的数字读出通道中，而这些通道在盘片驱动器中通常是存在的。
实施数字解调系统的另一个考虑是所用的每周采样数。图12的曲线表明轴594上的位置误差幅值估值的RMS误差(dB)相对于轴596上读出信号每周采样点数的关系。线610代表异步数字解调法的RMS误差，而线612代表同步模拟解调法的RMS误差。曲线值不恒定的原因如同图11中所述。图12的线610清楚表明每周2、4或8次采样最佳，而中间的每周采样数并不提供相同的位置误差质量。然而采用每周其他采样点数引起的质量损失仅在0.4dB量级上。从实施观点看，每周较少采样数为好，这表明每周2个样点较好。但在真实系统中，所加的噪声并不是唯一存在的噪声源。其他的噪声源可以要求每周更多的采样点以保持位置误差质量。
在一些实施例中，图7解调器300在乘法器输出端504上产生的带符号的位置误差估值在用来控制伺服系统之前进行归一化。图13为用于执行这种归一化的电路700的方框图。在归一化电路700中，图7累加器354和356产生的相位区傅里叶系数γ和δ分别通过连接至累加器输出358和360分别加到求平方电路702和704。求平方电路702和704对每一个系数进行平方，并将该平方值提供给加法电路706的输入端，将平方值相加。然后将γ2和δ2的和加到平方根电路708，对和取平方根，产生回读信号的相位区部分的幅值。
这一幅值存入采样和保持电路710，同时用上面与图7有关的技术估计未标度的位置误差幅值。当未标度的位置误差值出现在图7的乘法器442的输出端504时，接在采样和保持电路710的输出端的除法电路712将其除以回读信号的相位区部分的幅值。除法电路712的输出是归一化的位置误差值。
综上所述，本发明提供盘片驱动存储装置120，用于访问存储媒体122上的数据。盘片驱动器120包括读头134，用于产生读出信号400。部分地根据表示读头134从媒体122上某一位置移动的距离和方向的位置误差估值504，伺服系统126、142、150、152、162和164在媒体122之上定位读头134。标准信号发生器300产生标准解调信号414。正交信号发生器322产生正交于标准解调信号414的正交解调信号412。A/D转换器304采样读出信号302并产生一列数字读出样值406。标准乘法器314将该列数字读出样值406乘以标准解调信号414，在输出端352上产生多个标准样值。正交乘法器312将该列数字读出样值406乘以正交解调信号412，在输出端350上产生多个正交样值。幅值确定电路354、356、420和422至少部分地根据输出端352上多个标准样值和输出端350上多个正交样值，确定位置误差估值的幅值。符号确定电路354、356和450至少部分地根据多个标准样值确定位置误差估值的符号。
在一个实施例中，幅值确定电路包括耦合到标准乘法器314的标准累加器356，用于累加一部分多个标准样值，以在输出端360上产生标准位置误差系数α，该幅值确定电路并包括耦合到正交乘法器213的正交累加器354，用于累加一部分多个正交样值，以在输出端358上产生正交位置误差系数β。求平方电路430和432对标准位置误差系数α和正交位置误差系数β求平方，产生平方系数。加法电路434对平方系数求和，产生平方和。平方根电路436求平方的和的平方根，产生位置误差估值。
符号确定电路包括耦合到标准乘法器314的标准累加器316，用于累加一部分多个标准样值，产生标准相位系数γ，并包括耦合到正交乘法器312的正交累加器354，用于累加一部分多个正交样值，产生正交相位系数δ。符号确定电路还包括符号检测器电路450，它根据标准相位系数γ的符号和正交相位系数δ的符号的比较产生位置误差估值的符号。
本发明的另一个方面提供盘片驱动装置120，用于访问媒体122上的数据，其中装置120包括伺服结构126、142、152、162和164，用于根据头134相对于媒体122的位置误差在媒体122之上定位头。装置120还包括数字解调装置300，用于接收来自头134的读出信号400，异步于读出信号400地产生位置误差。
本发明的又一个方面提供根据从媒体122上伺服区180的读出信号400确定读头134相对于存储装置120内媒体122上某一位置的位置误差的方法。所述方法包括产生异步于读出信号400的标准解调信号414，和产生与标准解调信号414 90°相位差的正交解调信号412。读出信号400被采样以在输出端306产生一列数字读出样值406。标准解调信号414乘以该列数字读出样值406，在输出端352产生多个标准样值。正交解调信号412乘以该列数字读出样值406，在输出端350产生多个正交样值。根据多个标准和正交样值在输出端494上产生位置误差幅值和位置误差方向。
本发明的再一个方面提供确定具有幅值和符号的位置误差估值的方法，所述幅值和符号表示读头134相对于存储媒体122上的某一位置移动的距离和方向。所述方法包括产生来自媒体122上的相位区202的相位区读出信号402，并对相位区读出信号402进行采样，在输出端306产生一列数字相位区样值408。从媒体122上位置误差区206产生位置误差区读出信号404。对位置误差区读出信号404进行采样，在输出端306产生一列数字位置误差区样值410。用至少一个解调信号412、414解调该列数字位置误差区样值410，产生至少一个位置误差区系数α和β，所述至少一个解调信号412、414是与位置误差区读出信号404异步的。用至少一个解调信号412、414解调该列数字相位区样值408，产生至少一个相位区系数γ和δ。至少部分地根据至少一个位置误差区系数α和β确定位置误差估值的幅值。至少部分地根据至少一个位置误差区系数α和β和至少一个相位区系数γ和δ确定位置误差估值的符号。
应该理解，尽管在前面描述中已经说明本发明的各种实施例的许多特性和优点，以及本发明的各种实施例的结构和作用的细节，但这种揭示仅是说明性的，且细节上可作改变，尤其是在所附权利要求广泛意义上表示的整个范围内，有关本发明的原理之内的部件的结构和安排都可改变。例如，可依照特定应用用相同电路顺序地实施或通过并行的电路实施相位和位置误差区的解调，而不偏离本发明的范围和精神。还可作其他的修改。
权利要求
1．一种用于根据来自媒体上伺服区的读出信号确定读取头相对于存储装置中媒体上的位置的位置误差的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤(a)产生与所述读出信号异步的标准解调信号；(b)产生与所述标准解调信号90°相位差的正交解调信号；(c)对读出信号采样产生一列数字读出值；(d)将标准解调信号乘以所述一列数字读出值产生多个标准样值；(e)将正交解调信号乘以所述一列数字读出值产生多个正交样值；以及(f)根据所述多个标准和正交样值产生位置误差幅值和位置误差方向。
2．如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括下述步骤(g)当读取头通过媒体上相位区时产生相位区信号，以及当读取头通过媒体上位置误差区时产生位置误差区信号；以及在采样步骤(c)中包括采样相位区信号产生一列数字相位区样值及采样位置误差区信号产生一列数字位置误差区样值。
3．如权利要求2所述的方法，其特征在于，相乘步骤(d)包括将所述一列数字相位区样值乘以标准解调信号产生多个标准样值的相位部分，将所述一列数字位置误差区样值乘以标准解调信号产生多个标准样值的位置误差部分。
4．如权利要求3所述的方法，其特征在于，相乘步骤(e)包括将所述一列数字相位区样值乘以正交解调信号产生多个正交样值的相位部分，将所述一列数字位置误差区样值乘以正交解调信号产生多个正交样值的位置误差部分。
5．如权利要求4所述的方法，其特征在于，产生步骤(f)包括(f)(ⅰ)累加多个标准样值的位置误差部分产生标准位置误差系数；(f)(ⅱ)累加多个正交样值的位置误差部分产生正交位置误差系数；(f)(ⅲ)对标准位置误差系数和正交位置误差系数求平方产生平方值；(f)(ⅳ)对标准位置误差系数和正交位置误差系数的平方值求和产生和；以及(f)(ⅴ)取所述和的平方根产生位置误差幅值。
6．如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述产生步骤(f)包括(f)(ⅰ)累加多个标准样值的位置误差部分产生标准位置误差系数；(f)(ⅱ)累加多个正交样值的位置误差部分产生正交位置误差系数；(f)(ⅲ)累加多个标准样值的相位部分产生标准相位系数；(f)(ⅳ)累加多个正交样值的相位部分产生正交相位系数；(f)(ⅴ)比较标准位置误差系数幅值与正交位置误差系数幅值，确定哪一个是较大幅值的位置误差系数；(f)(ⅵ)比较标准相位系数幅值与正交相位系数幅值，确定哪一个是较大幅值的相位系数；以及(f)(ⅶ)通过比较较大幅值位置误差系数与较大值相位系数的符号，确定位置误差方向。
7．一种用于确定具有表示读取头相对于存储媒体上位置移动的距离和方向的幅值和符号的位置误差估值的方法，其特征在于，所述方法包括下述步骤(a)从所述媒体上的相位区发生相位区读出信号；(b)对所述相位区读出信号采样，产生一列数字相位区样值；(c)从所述媒体上的位置误差区发生位置误差区读出信号；(d)对所述位置误差区读出信号采样，产生一列数字位置误差区样值；(e)用至少一个解调信号解调所述一列数字位置误差区样值，产生至少一个位置误差区系数，所述至少一个解调信号异步于所述位置误差区读出信号；(f)用至少一个解调信号解调所述一列数字相位区样值，产生至少一个相位区系数；(g)至少部分地根据至少一个位置误差区系数确定位置误差估值的幅值；(h)至少部分地根据至少一个位置误差区系数和至少一个相位区系数确定所述位置误差估值的符号。
8．如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述解调步骤(e)包括(e)(ⅰ)将所述一列数字位置误差区样值乘以标准异步解调信号，产生多个标准位置误差值；和(e)(ⅱ)累加所述多个标准位置误差值，产生标准位置误差区系数。
9．如权利要求8所述的方法，其特征在于，解调所述一列数字相位区样值的解调步骤(f)包括(f)(ⅰ)将所述一列数字相位区样值乘以标准异步解调信号，产生多个标准相位值；和(f)(ⅱ)累加所述多个标准相位值，产生标准相位区系数。
10．如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述解调步骤(e)包括(e)(ⅲ)将所述一列数字位置误差区样值乘以正交于标准异步解调信号的正交异步解调信号，产生多个正交位置误差值；和(e)(ⅳ)累加所述多个正交位置误差值，产生正交位置误差区系数。
11．如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述解调步骤(f)包括(f)(ⅲ)将所述一列数字相位区样值乘以正交于标准异步解调信号的正交异步解调信号，产生多个正交相位值；和(f)(ⅳ)累加所述多个正交相位值，产生正交相位区系数。
12．如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述确定步骤(g)包括(g)(ⅰ)对所述标准位置误差区系数求平方，产生平方的标准系数；(g)(ⅱ)对正交位置误差区系数求平方，产生平方的正交系数；(g)(ⅲ)把平方的标准系数和平方的正交系数相加，产生系数总和；以及(g)(ⅳ)取所述系数总和的平方根，产生位置误差估值的幅值。
13．如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述确定步骤(h)包括，比较至少一个标准和正交位置误差区系数的符号与至少一个标准和正交相位区系数的符号。
14．如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述确定步骤(h)包括(h)(ⅰ)比较所述标准位置误差区系数的幅值与正交位置误差区系数的幅值，识别较大的位置误差区系数；(h)(ⅱ)比较标准相位区系数的幅值与正交相位区系数的幅值，识别较大的相位区系数；以及(h)(ⅲ)比较所述较大位置误差区系数的符号与较大相位区系数的符号，确定位置误差估值的符号。
15．一种用于访问存储媒体上的数据的盘片驱动存储装置，其特征在于，所述盘片驱动器包括读头，用于产生读出信号；伺服系统，用于部分地根据代表所述读头从媒体上的某一位置移动的距离和方向的位置误差估值，在媒体上定位读头；标准信号发生器，用于发生标准解调信号；正交信号发生器，用于发生正交于标准解调信号的正交解调信号；模数转换器，用于采样读出信号并产生一列数字读出值；标准乘法器，用于将所述一列数字读出值乘以标准解调信号，产生多个标准样值；正交乘法器，用于将所述一列数字读出值乘以正交解调信号，产生多个正交样值；幅值确定电路，用于至少部分地根据所述多个标准样值和所述多个正交样值确定位置误差估值的幅值；以及符号确定电路，用于至少部分地根据所述多个标准样值确定位置误差估值的符号。
16．如权利要求15所述的盘片驱动器，其特征在于，所述幅值确定电路包括耦合到所述标准乘法器的标准累加器，用来累加一部分所述多个标准样值，产生标准位置误差系数；耦合到所述正交乘法器的正交累加器，用来累加一部分所述多个正交样值，产生正交位置误差系数；求平方电路，用于对标准位置误差系数和正交位置误差系数求平方，产生平方的系数；加法电路，用于平方的系数相加，产生平方和；以及平方根电路，用于取所述平方的和的平方根，产生位置误差估值的幅值。
17．如权利要求15所述的盘片驱动器，其特征在于，所述符号确定电路包括耦合到所述标准乘法器的标准累加器，用于累加一部分所述多个标准样值，产生标准相位系数；耦合到所述正交乘法器的正交累加器，用于累加一部分所述多个正交样值，产生正交相位系数；以及符号检测器电路，根据所述标准相位系数的符号和正交相位系数的符号的比较结果，产生位置误差估值的符号。
18．一种用于访问媒体上数据的盘片驱动存储装置，其特征在于，所述盘片驱动器包括伺服结构，用于根据读写头相对于媒体的位置误差在媒体上定位所述读写头；和数字解调装置，用于接收来自所述读写头的读出信号并产生异步于所述读出信号的位置误差。
全文摘要
本发明提供一种异步解调器(300)和方法,用于确定读出头(134)相对于存储装置(120)中媒体(122)上某一位置的位置误差。当读出头(134)通过媒体(122)上伺服区(130)时,读出头(134)产生一读出信号(400)。解调器(300)产生与读出信号(400)异步的标准解调信号(414)和与标准解调信号(414)90°相位差的正交解调信号(412)。读出信号(400)被采样,产生一列数字读出值(406),该数字读出值(406)乘以标准解调信号(414)和正交解调信号(412),产生多个标准和正交采样值(350,352)。解调器(300)根据多个标准和正交采样值(350,352)产生位置误差幅值(440)和位置误差方向(502)。
文档编号G11B5/55GK1302429SQ99806365
公开日2001年7月4日 申请日期1999年5月18日 优先权日1998年5月21日
发明者A·H·萨克斯, T·F·艾利斯 申请人:西加特技术有限责任公司