专利名称：射频放大电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一混合耦合器，它具有四个端口能从至少一个端口耦合具有一定频率的射频信号到至少另外一个端口。本发明另外涉及一包括该混合耦合器的放大电路，及涉及一包括这种放大电路的便携式无线电通信装置。本发明也涉及放大射频信号的方法。
特别是在便携式装置方面，具有电路小型化的需要，而达到此目的唯一方法是把功率放大器集成在与无线电电路的其余部分相同的一块芯片上及/或免除隔离器。
然而，功率放大器与无线电电路的较灵敏部分集成在一起通常会造成增加的失真，因为功率放大器产生电源电压脉动(ripple)至该较灵敏的电路。另外，这种问题由于在该种电路中使用越来越低电源电压的趋势而增加。来自较低电压的不变的输出功率意谓着较高的电流，因而有较高的电源电压脉动。
如果晶体管/放大器不同相传导，则脉动可通过在功率放大器中组合多个晶体管或其它类型的放大器而被减小。现有技术状态的解决方案是使用一差动放大器。在此解决方案中，只要放大器在其线性区域操作，从电源电压至地通过晶体管的电流就几乎不变。然而，这种功率放大器一般被强地驱动以致产生超载，即该放大器在其非线性区域运行，其中脉动(脉冲)仍在电源电压上被产生。与单晶体管放大器比较起来，差动放大器的优点为脉动振幅减半及频率加倍，但该结果仍是不可接受的。
至于隔离器的去除，功率放大器可以甚至通过负载失配来被重新偏置以保持其在线性范围内，但是这样防止该放大器被足够强地驱动，而且也需要一相对复杂的调节电路。
另一个使用多个晶体管的组合的解决方案是使用具有混合耦合器的放大电路。已知这种放大器对输出负载失配较不敏感，或至少它们可以被修改为这样。这种情况的一个例子公开于美国专利4656434。这样隔离器可被免除。在这种放大器中，在该两个晶体管的导电周期之间有一90°相位偏移。和差动放大器类似，该电源电压上的脉动振幅实质上被减半。一般将具有工作频率的频率成分和工作频率两倍的频率成分。另外，和单晶体管放大器比较起来，这是一种改进，但这仍然不够。
所以，本发明的一目的为提供一混合耦合器，以容许生产一放大电路，它具有足够低的电源电压脉动，以与较灵敏的无线电电路集成在一起，并且它对负载失配也不敏感，使得可以免除隔离器。
一种差动混合耦合器容许输出电流在四个晶体管或放大器之间分担，这样减少脉动振幅到与单晶体管放大器的振幅相比低很多的水平。另外，四个晶体管的导电周期被以相互之间的90°相位偏移均匀地间隔开，并且因而脉动的频率为该电路的工作频率的四倍，这使得在该电路其它部分中滤出脉动更为容易。
在本发明的一实施方案中，混合耦合器以带状线技术实现，并且在另一个实施方案中则以微带技术实现。这样，以其中任一种技术，混合耦合器都能容易地与其它电路集成。
在一有利的具体实施方案中，混合耦合器为一3dB耦合器，使得提供至一端口的频率功率基本上在两个其它端口之间等分，而剩余端口则基本上被与其它端口隔离。这样便确保输出电流在四个晶体管或放大器之间均分，以便脉动的振幅被减少到单晶体管放大器的脉动振幅的四分之一。
混合耦合器以这种方式被配置以在其它两端口之间分开功率，使得在这些端口上被提供的信号彼此之间同相。这就允许使用一简单类型的混合耦合器，但是放大电路输入侧的混合耦合器及二放大器的输出之间的连接的电长度必须相差工作频率信号的四分之一的波长，以便确保二放大器仍然以它们之间的90°相位偏移来导电。
或者，混合耦合器可被配置以这种方式来在其它两端口之间分开功率，使得在这些端口上提供的信号相互为正交的。这样便容许从输出至放大器使用的连接具有相等的电长度，因为输出信号已经具有90°相位差。在有利的实施方案中，本混合耦合器为线耦合的混合。
如所述，本发明还涉及一具有一确定频率并且因而具有一确定波长的用于射频信号的放大电路。这个电路包括至少一第一混合耦合器，它具有一可以对之施加射频信号的输入端口、一隔离端口、一第一输出端口、及一第二输出端口，且可被配置用于分割一施加至输入端口的信号成为至第一输出端口的第一信号成分及至第二输出端口的第二信号成分；一第一放大器，它具有一输入端口及一输出端口，该输入端口被连接到第一混合耦合器的第一输出端口；一第二放大器具有一输入端口及一输出端口，该输入端口被连接到第一混合耦合器的第二输出端口；及一第二混合耦合器，它具有一第一输入端口被连接到第一放大器的输出端口，一第二输入端口被连接到第二放大器的输出端口，一隔离端口，及一输出端口可连接到一输出负载阻抗，且可被配置用于合并施加至第一输入端口及第二输入端口的信号到该输出端口，该第一及第二混合耦合器及该第一及第二放大器提供从第一混合耦合器的输入端口至第二混合耦合器的输出端口的第一及一第二射频信号通路，该第一通路包括第一放大器及该第二通路包括第二放大器；并且其中两通路的总电长度基本上相等，并且从第一混合耦合器的输入端口至第一及第二放大器的各输入端口的电长度相差该射频信号的四分之一波长。
当该混合耦合器被实施为可配置以耦合差动射频信号的差动耦合器，并且该放大器为差动放大器时，一放大器电路被提供，它具有足够低的电源电压脉动以便与较灵敏的无线电电路集成，且对负载失配不敏感，致使隔离器可以被免除。
差动混合耦合器容许输出电流在四个晶体管或放大器之间分担，因而减少脉动振幅达到比单晶体管放大器的脉动振幅低很多的量。另外，四个晶体管的导电周期被以它们之间的90°相位偏移均匀地间隔开并且因此脉动的频率为该电路的工作频率的四倍，这使得在该电路的其它部分中滤出脉动更为容易。
在本发明的一具体实施方案中，第一及第二混合耦合器以带状线技术被实施，并且在其它具体实施方案中则以微带技术被实施。这样，以其中任一种技术，混合耦合器及放大电路都能容易地与其它电路集成。
在一有利的实施方案中，第一及第二混合耦合器为3dB耦合器。如此确保输出电流在四个晶体管或放大器之间均匀分担，以便脉动振幅减少到单晶体管放大器的脉动振幅的四分之一。
第一及第二混合耦合器可以为同相耦合器，以便在第一混合耦合器输出端口的该第一及第二信号成分彼此同相，及施加至第二混合耦合器的二输入端口的彼此同相的信号在其输出端口被合并成为一个信号。如此容许使用一种简单类型的混合耦合器，但是放大电路的输入侧的混合耦合器输出与二放大器之间的连接的电长度，及二放大器与放大电路输出侧的混合耦合器的输入之间的连接的电长度，必须相差工作频率信号的四分之一波长，以便确保二放大器仍以相互之间的90°相位偏移来导电。
或者，第一及第二混合耦合器可为正交耦合器，以便在第一混合耦合器输出端口的该第一及第二信号成分互相正交，及施加至第二混合耦合器的二输入端口的互相正交的信号在其输出端口被合并为一个信号。
如此容许从放大电路输入侧的混合耦合器的输出至放大器，及从放大器至放大电路输出侧的混合耦合器的输入，使用具有同等电长度的连接，因为输出信号已经具有一90°相位差。在一有利的实施方案中，第一及第二混合耦合器为线耦合的混合。
如所述，本发明还涉及一便携式无线电通信装置，它包括一如上所述的放大电路。由于上述优点，这种装置可以被进一步小型化，因为功率放大器可以与无线电电路的其它部分集成，并且隔离器可以被免除。在一有利的实施方案中，该装置为一移动电话。
如所述，本发明还涉及一放大具有一确定频率进而具有一确定波长的射频信号的方法。本方法包括以下步骤施加射频信号至第一混合耦合器输入端口；将施加至输入端口的信号划分成为至第一混合耦合器的第一输出端口的第一信号成分及至第一混合耦合器的第二输出端口的第二信号成分；于具有一输入端口及一输出端口的第一放大器放大该第一信号成分，该输入端口连接第一混合耦合器的第一输出端口；于具有一输入端口及一输出端口的第二放大器放大该第二信号成分，该输入端口连接第一混合耦合器的第二输出端口；将被放大的第一信号成分从第一放大器的输出端口耦合至第二混合耦合器的第一输入端口及将被放大的第二信号成分从第二放大器的输出端口耦合至第二混合耦合器的第一输入端口；在第二混合耦合器中组合施加于其输入端口的信号为该第二混合耦合器的输出端口的输出信号；并且耦合该输出信号至一输出负载阻抗；其中从第一混合耦合器的输入端口至第二混合耦合器的输出端口的二信号成分的通路的总电长度基本上相等，及从第一混合耦合器的输入端口至第一及第二放大器的各输入端口的电长度相差该射频信号的四分之一波长。
当该射频信号从第一混合耦合器的输入端口至第二混合耦合器的输出端口被作为差动信号施加、耦合及放大时，提供一种放大方法，它具有非常低的电源电压脉动，以容许一对应电路与较灵敏的无线电电路集成，并且也对负载失配不灵敏，致使隔离器可以被免除。
差动放大容许输出电流由四个晶体管或放大器分担，这样减少脉动振幅到比单晶体管放大器的振幅低很多的水平。另外，四个晶体管的导电周期被以彼此之间的90°相位偏移均匀地间隔开，并且因而脉动的频率为电路工作频率的四倍，这使得在该电路的其它部分中滤出脉动更为容易。
图10显示一Wilkinson混合耦合器的结构，图11显示一圆型混合耦合器的结构，图12显示一公知的具有同相混合耦合器的功率放大器，图13显示根据本发明的一差动线耦合的混合耦合器的结构，图14显示一以微带技术实现的差动线耦合的混合耦合器，图15显示一以带状线技术实现的差动线耦合的混合耦合器，图16显示根据本发明的、一具有差动混合耦合器的功率放大器的第一实施方案，图17显示根据本发明的、一具有差动混合耦合器的功率放大器的第二实施方案，及图18显示根据本发明的一功率放大器的电源电压脉动的一个例子。
实施方案的详细说明首先说明一些现有技术的电路以用来比较依照本发明的电路。图1显示一用于一便携式无线电通信装置的现有技术的单晶体管放大器类型的功率放大器1。虽然在实际的电路中，放大器一般包括一些额外的组件，但这里将其描述为由一晶体管2及一阻抗3组成。阻抗3可以为任何类型的阻抗，如，一电流发生器具有一很高的射频阻抗。功率放大器1的输入来自一无线电电路4，及由输出终端传送已放大的输出。从放大器输出的功率被连接到一天线5，但因为天线5通常对功率放大器1的输出会呈现一阻抗失配，所以为了改善该电路的电压驻波比(VSWR)，通常在功率放大器1的输出与天线5之间插入一隔离器6。
在一便携式无线电通信装置中，如一移动电话，其功率放大器一般因强的驱动而发生超载。这表示晶体管在其非线性区被驱动，及从电源电压(Vcc)到该放大器引出的电流，以及因此该电源电压本身会产生脉冲形式的脉动。这在图2说明，其中显示由该功率放大器放大的射频信号的每个周期产生一脉冲。例如，对于一GSM移动电话而言，该频率一般为900MHz或1800MHz。所显示的脉冲形式只是为说明用，并且类似地，为了说明目的而夸大地显示了振幅。
功率放大器的电源电压上存在这一脉动，会妨碍功率放大器与无线电电路4的其余部分集成在同一芯片上，因为此电路含有一些非常灵敏的组件，并且会造成不可接受的失真。
如果这些晶体管不同时导电，则该脉动可藉由组合多个晶体管而被减少，使得在多个晶体管间划分从该电源电压引出的电流。一种方式是使用如图3所示的一个差动放大器11。无线电电路14现在传送放大的信号至功率放大器11作为由两个晶体管12及13放大的差动信号。只要放大器在其线性区内驱动，经过晶体管的电流就接近不变(2×I)，但是如上述，这并非实际情况。现在，二晶体管反相导电，并且从电源电压引出电流的脉冲以及因而电源电压本身的脉冲彼此相位偏移180°。同时，各脉冲的振幅减少一半，因为总电流由两晶体管分担。
这显示于图4中。上图显示由晶体管12产生的脉动，而下一个图类似地显示由晶体管13产生的脉动。最后，再下图显示被合并的脉动。可以发现脉动的频率为两倍而振幅为一半，但脉动仍是显著的并妨碍功率放大器与该无线电电路的其余部分集成在一起。
也可以在一功率放大器中完成多个晶体管的合并，其中如图5的功率放大器21所示的，藉由配置混合耦合器来将晶体管连接在一起。两个晶体管22及23连接两个混合耦合器24及25。为了更了解本电路，以下将简单说明混合耦合器的功能。
如果电路例如以微带或带状线技术实现，则一电泄漏场伸出导电图之外一短距离。如此引起两相邻导体之间的电容耦合。该耦合会随减少的导体分离而增加，及当两个晶体管相互靠近的距离为工作频率的四分之一波长时，耦合达到最强。另外，获得一强的方向效应。
例如，图6所示为一直接耦合的线耦合器。如果功率经端口1被施加在该配置上，则一部分的功率传送至其它导体。如果所有端口处均为理想匹配，则所有传送至其它导体的功率经由端口3馈出。没有功率传送至端口4，并且所以该耦合器被称作方向耦合器。通过调整导体之间的距离便可改变传送至端口3的功率比例。如果不考虑线结构中的损耗，则所有剩余的输入功率会流过端口2。如此，所谓的3dB耦合器，其中端口2及3功率均分，为最适合的一种，但其它变化也有可能。所示混合耦合器的一重要特征为在端口1、2及3的信号相位之间的相对差值。特别是，注意到对于这种耦合器，该两个输出端口(即端口2及3)间的相位差为90°。所以，该耦合器被称为正交混合耦合器。
图7显示如何能用微带技术完成本耦合器。导体31及32位于基底33的一侧，而一接地平面34位于基底33的另一侧。在一带状线技术中，耦合器的导体放在基底的中间，而接地平面在两侧。在一实际解决方案中，可能很难将两个导体放置在彼此很接近的位置以获得充分耦合。所以，实际的解决方案一般例如作成一Lange耦合器，该耦合器是公知的且因此此处不再详细说明。可以注意到该耦合器是对称的，以便如果一信号输入至例如端口2而不是端口1，则端口3成为隔离端口并且输入功率在端口1及4间均分，具有相同的相对相位位置。
两线之间的耦合也可以由连接线实现。线耦合的混合耦合器的一简单型式如图8所示。当耦合线之间的距离及该线的长度相当于工作频率波长的四分之一时，可以获得最佳特性。通过使用50Ω的耦合线及插入其间的线段的35Ω特性阻抗，可达成3dB耦合及50Ω端口阻抗。这种类型的混合耦合器的特性也显示在图中。如果一信号被施加于端口1，功率在端口2及3间分割并具有90°的相互相位差。所以，本混合耦合器也为正交型。
如上所述的正交型混合耦合器可被用于图5的电路。如果来自无线电电路4的信号被耦合到混合耦合器24的输入端口，则输出端口之间有一90°相位差，其相当于在传播路径中相差λ/4。假设从混合耦合器24的输出端口至晶体管22和23的输入的连接线具有相等电长度，则两个晶体管的输入也有一90°相位差，并且因而晶体管将以彼此之间的90°相位偏移导电。晶体管22及23的输出被连接至一混合耦合器25，其与混合耦合器24有相同类型。再次假设从晶体管至混合耦合器25的连接线具有相等电长度，则至混合耦合器25的两个输入信号也具有一90°相位差。混合为对称的，以及因而将和两个输入端口一起作用，该两个具有90°相位差的输入信号被连接到该输入端口，并且将合并这些信号成为单一输出端口处的一个信号，同时该第四端口仍被隔离。经晶体管的两个通路的从输入混合耦合器的输入至输出混合耦合器的输出的总电长度应当相同。如此，在输出混合耦合器中，此二波被同相最佳地相加。
为了最小化晶体管输入中失配的影响，从输入混合耦合器的输入至两个晶体管的输入的电长度应当相差λ/4，因为然后来自晶体管的反射波将会在输入混合耦合器中互相抵销。此差值在正交混合耦合器中获得。如上述，这表示该晶体管将以彼此之间的90°相位差来导电。所以，从电源电压引出的电流中的脉冲，以及因而该电源电压本身中的脉冲的相位也彼此偏移90°。与图3的电路相似，和单晶体管解决方案比起来，各脉冲的振幅减少一半，因为总电流在两晶体管之间分担。
这都显示在图9中。上图显示由晶体管22产生的脉动，而下一个图类似地显示由晶体管23产生的脉动。最后，最下图显示合并的脉动。可以看出在这种情况下，脉动的频率仍然具有工作频率的成分，并且也有两倍工作频率的成分。再一次，振幅为一半，但脉动仍然是显著的并妨碍功率放大器与无线电电路的其余部分集成在一起。
上述的混合耦合器也为正交型。不过，在某些应用中，其它类型较为优选，因此说明其它两种混合类型的设计原理，其中两个输出信号为同相。图10显示一基本上由一叉形线组成的Wilkinson混合耦合器。为了在端口1获得一50Ω的耦合阻抗，端口2及3的50Ω线由一四分之一波长的70Ω阻抗变换器在岔口转换成100Ω。一旦在端口2及3都匹配，在100Ω电阻两侧便获得相同的电压。因而，电阻中没有功率损失，可以当作内部隔离端口看待。
能产生同相输出信号的另外的混合耦合器为圆形混合耦合器，如图11所示。如果一信号施加至端口1，则所产生的两个波按相反方向沿着圆形线行进。圆形线的圆周(3/2λ)及这些端口的相对位置已经选定，以便在这些端口的连接点处这两个波将同相或反相相加。如果该信号被反向相加，则不产生输出信号。这相当于隔离端口。
这些混合耦合器可用于类似图5的放大器电路中，以及在图12中示出该电路的修正型式。放大器41与图5的放大器21不同，因为混合耦合器44及45具有同相端口以用来替代正交混合耦合器24及25。这此混合耦合器具有从输入端口至两个输出端口的相等的电长度，或，方向相反，从两个输入端口至一共同输出端口的相等的电长度。为了维持晶体管之间的90°相位差，从混合耦合器44的输出端口至晶体管22及23的输入可配置成具有一λ/4电长度差。同样地，从晶体管输出至输出混合耦合器45的输入端口的连接线具有λ/4电长度差，以确保混合耦合器45的输入为同相。这样再一次，经过晶体管的两个路径的、从输入混合耦合器的输入至输出混合耦合器的输出的总电长度是相同的，并且在该输出混合耦合器中这两个波被最佳地同相相加。本解决方案的脉动与图9中所示的相同，并且因而该放大器不适合与无线电电路的剩余部分集成。
这种问题可由本发明解决。本思想是实现一混合耦合器为一差动混合，将说明如下。图13显示一线耦合型的差动混合耦合器的例子，其结构与图8的相似，但代之以使用接地平面作为基准平面，与图8中的结构相似的两个相同结构51及52在分离层上面中被在相互之上地实现。结构内的各差动线具有与图8的单端混合相同的阻抗及相同的长度。一施加至标记为“1”的两端口的差动信号以90°的相互相位差在差动端口2及3之间分割。这样本混合为一差动正交混合。在差动端口4将无信号出现，因而此端口又是一隔离端口。本隔离端口可以一电阻器端接以确保阻抗匹配，但是，如上述的，没有信号将通过该电阻器呈现。
图14显示如何能用微带技术完成本差动线耦合的混合耦合器。使用两个基底层53及54。导电图51放在基底层53的上面，而导电图52放在两基底层之间与导电图51一致。如前述，一接地平面55位于基底54的对侧。本图并未显示到该结构的连接，不过这些可容易地实现，正如在微带技术中公知的。
或者，本结构也可以带状线技术被实现，如图15所示。本结构与微带结构非常相似，但是基底层56被加在层53的上面，以便导电图51也可以被放置在两个基底层之间。一第二接地平面57位于层56的上面，以便该导电图位于两个接地平面之间，如在带状线技术中为大家所公知的。
以上所述为一线耦合型的差动混合，但是请注意，任何其它类型的混合如图6、10及11所示，也能容易地实现为差动混合。对于本文未特别说明的其它类型混合也是这种情况。
图16显示一利用差动混合耦合器的功率放大器电路。如果来自无线电电路14的差动信号被耦合到混合耦合器66的差动输入端口，则输出端口之间有一90°相位差，其等于传播路径中的λ/4差。差动输出端口之一连接到两个晶体管62及63，假定该连接线具有相等的电长度，则因为差动信号而反相导电。与第一输出端口相位相差90°的另一差动输出端口连接到晶体管64及65。这种晶体管也可反相导电。因为每对晶体管反相导电，并且两对之间相位差为90°，所以四个晶体管的导电周期现在以90°相位差在每个周期之间平均分布。
晶体管62及63的输出连接到一差动混合耦合器67的一差动输入端口，其与混合耦合器66有相同类型。类似地，晶体管64及65的输出被连接到差动混合耦合器67的其它差动输入端口。再次假设从晶体管至混合耦合器67的连接线具有相等的电长度，则至该混合耦合器67的两个差动输入信号也具有一90°相位差。另外，该差动混合为对称的，并且因而将和两个差动输入端口一起作用，该差动输入端口连接两个具有90°相位差的差动输入信号，并且这些信号将被合并成差动输出端口处的一个差动信号，同时第四端口仍被隔离。再一次，经过晶体管的路径的、从输入混合耦合器的输入至输出混合耦合器的输出的总电长度必须相等。如此，在输出混合耦合器中，这些波被同相最佳地相加。该两个混合耦合器的隔离端口以电阻器68及69端接。
图16的电路使用差动正交混合，但是再一次，也可以使用同相混合，如图17中电路71所示。与图16的唯一差异为使用同相混合耦合器72及73取代正交混合耦合器，并且电路上部中的晶体管与混合耦合器之间的连接与电路下方的连接的电长度相差λ/4，以确保晶体管62及63与晶体管64及65之间仍具有90°相位差。
如上述，图16或图17中的四个晶体管将以相互之间的90°相位差导电。所以，从电源电压引出的电流中的脉冲及因而电源电压本身中的脉冲也将彼此相差90°。与单晶体管的解决方案相比，各脉冲的振幅现在减少至四分之一，因为总电流在四个晶体管之间分担。
这显示在图18中。上图显示由晶体管62产生的脉动，而接着的图类似地显示由晶体管65、63及64产生的脉动。最后，最下图显示合并的脉动。可以看出脉动现在具有四倍的工作频率，并且振幅现在大幅减少。如前述，所示脉动的形状只用来说明，但是即使是其它形状，脉动也将至少减少至单晶体管解决方案的脉动的四分之一。另外，四倍的工作频率更容易在其它的功能块中滤出。这表示采用本解决方案便可能在一个芯片上或同一封装内非常接近地集成含晶体管和混合耦合器的功率放大器与该无线电电路的更灵敏功能元件。
如所述的单端混合放大器，输出混合将造成该晶体管的集电极的负载对输出的负载失配不敏感，或至少该电路因而可由一回馈耦合补偿。这也适用于差动混合放大器，虽然该负载当然为差动的。如此，本解决方案也容许该输出可被直接连接到天线，而不需要位于放大器与天线之间的隔离器。
本解决方案也容许较低电压操作。这是因为峰值电流现在已由四个晶体管分割的事实。另外，因为晶体管级为差动的，所以实际工作时，即使电源线上没有电感线圈，它们也可用两倍的实际电源电压。如果使用线圈，便可增加到四倍的实际电源电压。这样便能以非常低的电源电压操作功率放大器，而这通常是例如移动电话的一项要求。
虽然本发明的一个优选实施方案已作说明及图示，但本发明并不限于此，而是也可以在下列权利要求所定义的主题范畴内，以其它方式实施。
权利要求
1.一种具有四端口且能从至少一端口耦合具有一定频率的射频信号到至少一其它端口的混合耦合器(66，67；72，73)，其特征在于该混合耦合器(66，67；72，73)实现为被配置以耦合差动射频信号的差动耦合器。
2.如权利要求1的混合耦合器，其特征在于该混合耦合器是以带状线技术实现的。
3.如权利要求1的混合耦合器，其特征在于该混合耦合器是以微带技术实现的。
4.如权利要求1至3的任一项的混合耦合器，其特征在于其是一3dB耦合器，以便提供至一端口的该频率的功率在其它二端口之间基本上均分，而剩余端口基本上与其它端口隔离。
5.如权利要求4的混合耦合器，其特征在于其被配置成以一种方式在其它两端口之间分割该功率，使得提供在这些端口处的信号彼此同相。
6.如权利要求4的混合耦合器，其特征在于其被配置成以一种方式在其它两端口之间分割该功率，使得提供在这些端口处的信号彼此正交。
7.如权利要求6的混合耦合器，其特征在于其是一线耦合的混合。
8.一种用于具有一定频率并因而具有一定波长的射频信号的放大电路，该电路包括至少·一第一混合耦合器(66，72)具有·一可施加以射频信号的输入端口，·一隔离端口，·一第一输出端口，及·一第二输出端口，且可配置以将施加至该输入端口的一信号分割成为至该第一输出端口的第一信号成分及至该第二输出端口的第二信号成分；·一第一放大器(62，63)具有一输入端口及一输出端口，该输入端口连接到该第一混合耦合器(66；72)的第一输出端口，·一第二放大器(64，65)具有一输入端口及一输出端口，该输入端口连接到该第一混合耦合器(66；72)的第二输出端口，及·一第二混合耦合器(67；73)具有·一第一输入端口，连接到该第一放大器(62，63)的输出端口，·一第二输入端口，连接到该第二放大器(64，65)的输出端口，·一隔离端口，及·一输出端口可连接到一输出负载阻抗，且可配置以合并施加至该第一输入端口及第二输入端口的信号至该输出端口，该第一及第二混合耦合器以及该第一及第二放大器提供一第一及第二射频信号的、从第一混合耦合器(66；72)的输入端口至第二混合耦合器(67；73)的输出端口的通路，该第一通路包括第一放大器(62，63)并且该第二通路包括第二放大器(64，65)，并且其中该两通路的总的电长度基本上相等，以及从该第一混合耦合器的输入端口至该第一及第二放大器的各输入端口的电长度相差该射频信号波长的四分之一，其特征在于该混合耦合器(66，67；72，73)可实现为被配置以耦合差动射频信号的差动耦合器，并且该放大器(62，63；64，65)为差动放大器。
9.如权利要求8的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器以带状线技术被实现。
10.如权利要求8的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器以微带技术被实现。
11.如权利要求8至10的任一项的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器为3dB耦合器。
12.如权利要求11的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器为同相耦合器，使得在该第一混合耦合器的输出端口上的该第一及第二信号成分彼此同相，并且施加至该第二混合耦合器的两个输入端口的彼此同相的信号在其输出端口合并成为一个信号。
13.如权利要求11的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器为正交耦合器，以便在第一混合耦合器的输出端口上的该第一及第二信号成分彼此正交，并且施加至第二混合耦合器的两个输入端口的彼此正交的信号在其输出端口合并成为一个信号。
14.如权利要求13的放大电路，其特征在于该第一及第二混合耦合器为线耦合的混合。
15.一种包括如权利要求8-14的任何一项的放大电路的便携式无线电通信装置。
16.如权利要求15的便携式无线电通信装置，其特征在于该装置为一移动电话。
17.一种放大具有一定频率并且因而具有一定波长的射频信号的方法，该方法包括步骤·施加射频信号至一第一混合耦合器(66；72)的一输入端口，·分割施加至该输入端口的信号为至该第一混合耦合器的第一输出端口的第一信号成分及至该第一混合耦合器的第二输出端口的第二信号成分；·在一具有一输入端口及一输出端口的第一放大器(62，63)内放大该第一信号成分，该输入端口连接到该第一混合耦合器(66；72)的第一输出端口，·在一具有一输入端口及一输出端口的第二放大器(64，65)内放大该第二信号成分，该输入端口连接到该第一混合耦合器(66；72)的第二输出端口，·将放大的第一信号成分从第一放大器(62，63)的输出端口耦合至第二混合耦合器(67；73)的第一输入端口，并且将放大的第二信号成分从第二放大器(64，65)的输出端口耦合至第二混合耦合器(67；73)的第一输入端口，·在第二混合耦合器(67；73)内将施加至其输入端口的信号耦合为第二混合耦合器的输出端口上的输出信号，并且·耦合该输出信号至一输出负载阻抗，其中从第一混合耦合器的输入端口至第二混合耦合器的输出端口的该两个信号成分的通路的总的电长度基本上相等，并且从第一混合耦合器的输入端口至第一及第二放大器的各输入端口的电长度相差该射频信号的波长的四分之一，·其特征在于该射频信号从第一混合耦合器(66，72)的输入端口至第二混合耦合器(67；73)的输出端口被作为差动信号施加、耦合及放大。
全文摘要
一混合耦合器(66，67；72，73)具有四个端口并能从至少一个端口耦合具有一定频率的射频信号到至少另外一个端口。该混合耦合器(66，67；72，73)可被实施为一个经过配置以耦合差动射频信号的差动耦合器。有了此种混合耦合器，即可生产一功率放大电路，具有足够低的电源电压脉动以与较灵敏的无线电电路集成在一起，并且对负载失配也不敏感，因而可省掉隔离器。差动混合耦合器允许输出电流由四个晶体管或放大器分担，因而减小脉动振幅。另外，脉动的频率为电路工作频率的四倍，使得更容易地滤出脉动。
文档编号H01P5/16GK1476650SQ01819553
公开日2004年2月18日 申请日期2001年11月16日 优先权日2000年11月28日
发明者P·-O·布兰德特, P -O 布兰德特 申请人:艾利森电话股份有限公司