专利名称：中空波导扇形天线的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种扇形天线。
背景技术：
对于用于无线传输的扇形天线来说所要求的性能非常高。它们均匀覆盖例如90°扇形的某一范围，在水平平面上旁瓣强度减小，在垂直平面上强定向性无零点特性。从H.Ansorgen，M.Guttenberger，K-H.Mierzwjak，U.Oehler，H.Tell，“Antenna solutions forpoint to multi-point radio systems”ECCR，Bologna 1996和M.Guttenberger，H.Tell，U.Oehler，“Microstrip-Gruppenantennen mit shcarf sektorisierenden Eigen-schaftenals Zentralstationsantennen Fur Punket zu MultipunktSysteme”，ITG Fachtagung Antennen Munchen 1998，可以知道以带状技术实现这种扇形天线。
这种传统扇形天线的常见问题在于不能充分抑制交叉极化。
为了实现这种天线阵的所需定向特性，其单个辐射元件必须以不同的激励系数来激励。这些激励系数是复杂的，例如它们通过振幅和相位来限定。计算它们的方法已经为人所知。通过将馈入其输入端的传输信号单独分配到单个辐射元件上来实现激励。分配的激励系数通过分配网络的结构来限定。
带状技术中的分配网络由于其损失而具有缺陷。这些损失随着分配网络的操作频率的增加而强烈增加，使得在操作频率特别高的情况下，需要一种损失减小的天线阵。这种天线阵可以通过中空波导技术来实现。
中空波导天线阵的结构上的问题在于为了实现所需扇形特性，在以大致相反相位进行辐射的相邻辐射元件之间需要特别小的间距，该间距大约是λ0，其中λ0是天线发射波的自由空间波长。在限定截面的中空波导中给定频率波的波长λH总是大于自由空间内的波长λ0；如果中空波导的宽度接近无限，它朝着自由空间值会聚。对于辐射元件是中空波导壁内的开口的天线阵来说，如果使用极度宽的中空波导，可以在理论上实现满意的扇形特性。但是，这不是切实可行的技术方案。
按照权利要求1的前序部分的天线阵从US-A-6127985得知。
该现有技术天线阵由多个层形成。第一层包括两维配置的腔室，每个腔室各自在其相对侧具有发送/接收缝隙和耦合缝隙。多个腔室的耦合缝隙结合起来导入在第二层内延伸的横向中空波导。耦合缝隙沿着横向中空波导的距离选择成使得所有耦合缝隙在相同的相位下激励，即耦合缝隙的距离在天线的共振频率下与横向中空波导的波长相对应。用于该现有技术天线的腔室具有相同的几何形状，所有腔室的发送/接收缝隙在相同相位下辐射。因此，对于大量的缝隙来说，辐射图的主瓣可以实现一致校准。没有填充定向特性的零点。扇形特性不能通过该现有技术天线来实现。
发明内容
本发明的目的在于提供一种紧凑的天线阵，其扇形特性即使在高频下也具有较低的损失。
通过具有权利要求1特征的天线阵可以实现该目的。
除了损失减小之外，与带状天线相比，该天线阵具有交叉极化减小的另外优点。
提出的解决方案取决于以下概念，即使得腔室夹在天线阵的发送/接收缝隙和中空波导(这里称为横向中空波导)之间，它们结合起来提供发送/接收缝隙，通过选择横向中空波导处(在不同于天线外侧处的发送/接收缝隙的配置处)的耦合缝隙的配置，可通过适当相位和振幅激励发送/接收缝隙，使得耦合缝隙位于横向波导的位置，在该位置上可以耦合出具有适当振幅和相位关系的场。
横向中空波导在其至少一端具有短路，以便反射在横向中空波导内传播的波。该短路离开最近的耦合缝隙的距离最好是在操作频率下在中空波导内传播的波的波长的大约一半。因此，在该耦合缝隙的位置上实现该波的可能的最大强度。
发送/接收缝隙最好与第一空间方向横向取向，即与横向中空波导的纵向横向。因此缝隙可以具有大约λ0/2的长度，使其在天线共振频率下或接近该频率共振。
模拟分析表示出对于实现90°扇形特性来说略微大于自由空间波长一半的距离(特别在0.51×自由空间波长和0.55×自由空间波长之间范围内)是有利的。
对于45°扇形特性来说，在0.58×自由空间波长和0.63×自由空间波长的范围内的距离是优选的，最好是0.62×自由空间波长。
按照优选实施例，耦合缝隙的配置相对于与第一空间方向横向取向的对称平面是镜像对称的，并且横向中空波导具有与对称平面相交的激励开口。相对于在中空波导端部处激励来说，横向中空波导通过这种开口对中激励具有优点，即对中激励的情况下横向中空波导内传播的波在耦合缝隙处出现的相位值之间的最大差别只有端部激励情况的一半大，因此天线可以实现更大的带宽。
当然，在对中激励的情况下，通过短路可以中断横向中空波导的两端。横向中空波导的耦合缝隙的数量最好在4和6之间。假设耦合缝隙以及连接其上的腔室的数量较大，可以实现具有出色扇形特性的天线阵，但已经发现对于四个耦合缝隙的情况，已经实现了非常好的结果，使得不需要更多的努力。
由于横向中空波导的对中激励，靠近对称平面的腔室相位总是相同，而不考虑这些腔室的耦合缝隙离开对称平面的距离。因此，该距离可以变化以便影响横向中空波导的共振频率，或优化靠近对称平面的发送缝隙和其他发送缝隙之间振幅/相位。已经发现对称平面和相邻耦合缝隙之间的距离大约为中空波导四分之一波长是适当的。
为了调整振幅和相位，还可以调整靠近对称平面的耦合缝隙和靠近短路的耦合缝隙之间的距离。这里，已经发现大约0.3倍的中空波导波长的值是适当的。
对于所述的天线阵来说，可以在实际应用中最好是水平平面的第一平面内实现扇形特性。为了在与其垂直的平面(即最好在垂直平面)内实现校准，优选的是采用多个这种天线阵的配置，其中天线阵的横向中空波导是平行的，并且可以称为“两维”天线阵。
为了对于两维天线阵的天线阵进行结合馈入，优选的是每个横向中空波导具有通向中空波导的激励开口，它对于多个横向波导来说是公用的。
为了在第二平面内实现校准，希望相邻的横向中空波导通过公用波导内传播的波以工作频率在大致相同的相位下激励，以便在与这些横向中空波导相对应的发送/接收缝隙之间获得大致相同的相位。为了防止在定向特性的相邻最大值之间减小到零，希望相同相位具有偏差。
按照第一实施例，公用中空波导可以是在空间内在第二方向上直线延伸的纵向中空波导。
如果该纵向中空波导是矩形中空波导，形成激励开口的侧壁的宽度最好由下式给出a=λ021-λ024d2]]>其中λ0是天线阵的工作频率的自由空间波长，并且d是纵向中空波导的相邻激励开口之间的距离。以此方式，对于以工作频率下在纵向中空波导内传播的波来说，可以实现两个相邻激励开口之间的相位差π。
除了校正项之外，为了能够在相同相位下在所有激励开口处将波耦合到横向中空波导内，希望相邻的激励开口具有符号相反的耦合系数。为此，相邻激励开口定位在纵向中空波导的中央平面的交替侧面上。通过适当选择每个激励开口相对于中央平面的转动角度，可以细微调整耦合的横向波导波的相位。这种转动还对于耦合的横向波导波的振幅有影响，但是该影响可通过适当选择激励开口离开中间平面的横向偏差来补偿。
为了避免纵向中空波导端部处的反射造成耦合的扰乱，优选的是将中空波导的短路端定位在离开相邻激励开口一个距离d/2上。
按照本发明的第二实施例，第一中空波导形成为具有主干和多个分支的树形结构，每个分支将主干连接到一个激励开口上。单个分支可具有不同长度和相位校正。另外，对于在第二平面内无零点校准来说，分支可对称形成，以便按照需要在单个分支上实现所需的非均匀的功率分布，从而在辐射元件处获得所需的振幅和相位条件。该实施例具有如下优点，即分支的长度不必须相差大约λH，其中λH是树形结构内天线阵的工作频率下的波长，即如果树形结构内传播的波偏离其工作频率，偏差不能产生在纵向中空波导的情况下出现的累积相位误差，使得与该解决方案相比，天线阵可以实现更大的带宽。
树形结构最好具有从公用主干伸出并在延伸通过激励开口的平面的相反侧延伸的两个主分支，其中相邻横向中空波导的激励开口各自连接到不同一个主分支上。通过选择主干和每个单个激励开口之间的中空波导长度，该结构使其便于调整单个横向中空波导偏离所需公共相位的偏差，以便在第二平面内避免定向特性的零点。
为了在第二平面内优化定向特性，希望能够以不同振幅激励不同的横向中空波导。为此，通向激励开口的树形结构的分支最好具有不同功率等级。
最好通过在通向不同开口的分支的部分上具有不同的截面，在树形结构的T或Y截面的分支处实现不同功率等级。特别是，这些不同的截面可通过不对称延伸到分支内的舌部来获得。
参考附图，从以下实施例的描述中，可以明白本发明的其他特征和优点。
图1以分解视图表示本发明扇形天线的第一实施例；图2是扇形天线第二实施例在组装状态下的透视图；图3是一半的横向中空波导及其腔室的示意图；图4是扇形天线的纵向中空波导和横向中空波导之间的耦合部分的示意图；图5是本发明天线的方位定向特性；图6是天线水平定向特性的图表；图7是本发明第三实施例的分解透视图；以及图8是图7天线的第一波导的平面的顶视图。
具体实施例方式
参考图1说明本发明的扇形天线的第一实施例。附图表示多个金属板1-7，由此天线形成叠层结构。图中底部位置表示的板1具有孔8并设置成连接管状中空波导的连接凸缘，使得馈入通过天线传输的RF信号或者提取由其接收的RF信号到孔8处的板1的底部侧。在描述中，只考虑使用本发明天线进行传输的方面，但是将理解到天线可在不调整的情况下进行使用以便接收RF信号。
在布置在板1上的板2中，指的是纵向中空波导的第一中空波导在纵向上延伸。经由开口8，第一中空波导被馈入RF信号，该信号在第一纵向中空波导9中从孔8在相反方向上传播。
第一中空波导9形成为在板2整个高度上延伸的缝隙。
在第一中空波导9的任一侧，平凹槽10在板2的顶部和底部侧上在纵向上延伸。与中空波导9一起，它们限定与顶部和底部侧平齐的窄表面部分11，并在图中通过阴影线高亮，并载有各自将板2焊接到相邻板1和3上的焊点。
板3是薄金属片，当连接到板2上时，该金属片形成矩形纵向中空波导9的宽阔侧壁。多个缝隙形状的中空波导12相对于纵向中空波导9形成在不同取向上，并且相对于纵向中空波导9的中央平面具有不同偏差。
在板4中，指的是横向中空波导的多个第二中空波导12在板的横向上相对于纵向中空波导9成直角延伸。所有横向中空波导具有相同的长度。激励开口12通向每个这些波导。每个环形中空波导13定位成使得通向它的激励开口12准确位于环形中空波导13的中央。因此，按照通向它们的激励开口12的不同偏差，横向中空波导13在横向上的位置略微变化。
同样在板4中，用来涂覆焊料的上和下侧的部分11通过纵向凹槽10与上和下侧的其他部分分开。
在将要焊接到板4上的薄板5内形成多个耦合缝隙14。耦合缝隙14相对于横向中空波导13横向取向，并布置在平行于横向中空波导13的线和排的矩阵内，一排四个耦合缝隙14位于每个横向中空波导上。在一条线内，单个缝隙的位置在板5的横向上略微变化，各自与横向中空波导13本身以及激励开口12的方向上变化的位置相对应。
将要放置在板5上的厚板6具有多个大致矩形截面的通孔，每个通孔和形成天线外侧的板5和7一起形成腔室。板5的一个耦合缝隙14和板7的一个发送缝隙16通向每个腔室15。属于由相同中空波导13馈入的腔室15的发送缝隙16以相同距离布置在一条线上。单个线相互之间在板7的横向上略微偏移。
在该实施例中，厚板1、2、4、6可以通过散料加工形成，由此薄板3、5、7可以由金属板材冲孔而成，并且板通过焊接相互连接。
在图2所示的实施例中，中空波导和缝隙的几何形状不同于图1所示。其由四个板1、2’、4’、6’形成，其中板1与图1的板1相对应，而2’、4’、6’可以认为是各自由图1的板2和3、4和5以及6和7组合而成。
在两个实施例中相同的元件在图2中具有与图1相同的参考标号，并且不再说明。图2是沿着纵向中空波导11切开的天线的透视图。
为了用作微波应用的扇形天线，天线的定向特性必须满足以下需要在由垂直于板7的表面和横向方向限定的第一平面内(此后称为水平平面)，定向特性必须具有实际上在大约90°的角度范围内恒定的主瓣，并且没有侧瓣。在由垂直于板7的表面和纵向限定的平面内(称为垂直平面)，定向特性必须准确对准，并且靠近主瓣的区域内没有零点。
考虑到在水平平面内定向特性的需要，认为单个横向中空波导13和由其馈入的腔室是足够的。90°扇形定向特性要求的是相邻发送缝隙之间的距离为λ0/2，其中λ0是天线辐射信号的自由空间波长。四个发送缝隙16的相对振幅和相位可通过模拟计算来确定。由于进行这种计算的软件是公知的，不需要进行说明；在90°扇形定向天线的情况下，对于单个发送缝隙所得到的结果依次是如果发送缝隙16之间的距离是0.5λ0整，结果是(-5.7dB；122°)；(0；0)；(0；0)；(-5.7dB；122°)，或者对于0.52λ0的发送缝隙的距离来说，结果是(-6.0dB；125°)；(0；0)；(0；0)；(-6.0dB；125°)。
为了实现这些振幅和相位，足够的是在腔室15和横向中空波导13之间适当地放置耦合缝隙，并适当选择横向中空波导13的长度，如下面更详细说明那样。
图3是沿着对称平面分开的一半的横向中空波导13的示意图，并且在附图中位于其附近的腔室15标示为15a、15b。如附图所示，为了实现所需相位和振幅可以优化的三个参数对称平面和靠近它的耦合缝隙(这里由参考标号14a表示)之间的距离l1、耦合缝隙14a和靠近中空波导的短路端的耦合缝隙14b之间的距离l2以及耦合缝隙14b和横向中空波导13端部之间的距离l3。这三个参数已经表示足以实现90°的定向特性，在需要的情况下，可以认为可以进一步优化例如耦合缝隙的长度和宽度的参数。
为了找出适用于实现所需扇形定向特性的耦合缝隙14a、14b的分布，可以从原理上可以任意选择的参数l1、l2、l3的组合开始，并且表示为16a、16b的发送缝隙处的振幅和相位的所得分布可与所需分布进行比较并反复优化。
对于l3来说，它适用于将λH/2作为初始值，其中λH是横向中空波导l3内工作频率下的波长。通过这种选择，在朝着短路端传播的波和从中反射的波之间实现相长干涉，由此腔室15b的激励及其发送缝隙16b处的振幅最大。
作为初始值l2，可以选择l2＝Δφ/2π*λH，其中Δφ是发送方向16a、16b之间公知的所需相位差。通常，由于腔室15a、15b底部处的耦合开口14a、14b的位置不需要相同，实际上通过该初始值实现的相位差将不同于Δφ。为了增加实际得到的相位差，l2将增加，反之亦然。
作为作为初始值l1，可以采用e1。
对于参数值l1＝0.25λH，l2＝0.30λH，l3＝0.53λH来说获得的定向特性表示在图4中。曲线H表示校正到最大的水平极化的振幅，并且曲线V是垂直(交叉)极化的振幅。对于水平极化来说，可以看到在0和±45°之间具有小波纹的90°扇形定向特性以及看到在90°处稳定减小到-35dB以下。垂直辐射不大于-42dB。曲线H侧面的更陡形状可以通过增加腔室15的数量来获得。
通过优化，可以获得λH倍数的l1、l2、l3。由于按照下面等式，中空波导保持λH取决于中空波导的宽度，λH=λ01-(λ02a)2]]>它可以变得长于接近临界频率的自由空间波长λ0。这造成耦合缝隙14a、14b沿着横向中空波导13相互很远地隔开，而不能定位腔室15a、15b，使其将缝隙14a、14b和位于距离λH/2上的发送缝隙16a、16b连接在一起。但是，如果横向中空波导13的宽度选择成足够大，可以避免该问题。以下宽度a=λ021-λ024d2]]>
等于纵向中空波导的宽度是适当的，这还可以如下需要相符合，即横向中空波导13不必须比激励开口12之间的距离d相对应的波导宽。
虽然迄今为止对于90°扇形定向特性的情况来说，发送缝隙已经提供良好的结果，由于这里需要定向特性的更高的侧面陡度，为了实现45°扇形，六个发送缝隙的配置是适当的。在发送缝隙处所需振幅和相位通过模拟来计算，如上所述；对于单个发送缝隙来说，依次得到的是(-5.7dB；123°)；(-5.65dB；76°)；(0；0)；(0；0)；(-5.65dB；76°)；(-5.7dB；123°)。
耦合开口相互之间的距离以及它们之间和纵向中空波导端部之间的距离可通过上面描述进行优化来找出。
在垂直平面内，需要准确对准、无零点辐射特性。这里，对于相互之间垂直距离为d的多个发送缝隙来说，同样按照公知的方法进行的模拟计算能够为此计算出最佳振幅和相位。采用本发明的天线阵可以实现的具有用于水平和垂直极化的曲线H、V的垂直定向特性的实例表示在图6中。
由于所有横向中空波导13的尺寸和激励开口12、耦合开口14、连接其上的腔室15及其发送缝隙16的位置在每个横向中空波导13处是相同的，开口12处的激励和来自发送缝隙16的辐射之间的相位差是相同的。因此足以通过与这些最佳相对相位和振幅相对应的振幅和相位激励横向中空波导13，以便在不同横向中空波导13上相互叠置定位的发送缝隙16之间获得相应的相位。这些相位和振幅可以通过相对于纵向中空波导9的中央平面11适当选择缝隙状激励开口12的偏差e和转动角度θ来调整(见图4)。
本发明天线的第三实施例表示在图7的分解视图中。该实施例类似于图2由四个板1”、2”、4”、6”组成。板1”不同于图1和2的板1之处在于孔8的位置，孔8这里靠近板1”的边缘。
在板2”中，加工树形结构20。树形结构20的主干21通过腔室形成，在天线阵的组装状态下，孔8通向该腔室。从该主干21，两个主分支22、23在相反方向上延伸，并且最终终止于激励开口12，每个激励开口对板6”内的横向中空波导13进行馈入。激励开口全都相互对准。相邻的激励开口12交替连接到主分支22和23上。主分支22、23反复分支，以便到达激励开口12。通向激励开口12的分支由平行于激励开口12的对准方向延伸的部分24、垂直于该方向延伸的部分25以及T形分支26形成，如图8的板2”顶视图详细示出。采用该结构，便于设计树形结构20，使得由于主干21和不同激励开口12之间的路径长度不同，造成单个激励开口12之间的所需相位差。考虑到例如在图8中表示为12a、12b的激励开口，该激励开口通过公共分支26ab供应。由于适当选择部分24a、24b的长度，即图8垂直方向上T分支26ab的位置，可以得到两者之间的所需相位差。以同样方式，激励开口12c、12d之间的相位关系可以通过放置T分支26cd来设定。但是，由于一起供应的T分支26a-d的位置造成激励开口12a、12c之间的相位差。该方法可周期性重复，直到最终在图8的水平方向上放置主干21为止，各自确定由主分支22和主分支23供应的激励开口之间的相位关系。
舌部27延伸到每个T分支26内。该舌部确定附图中水平延伸的部分25和每个T分支的两个垂直部分24之间的通道宽度，并因此确定进入两个垂直部分24上的波振幅的分布。
舌部27的设定限定该激励开口12的振幅，其中主干21和激励开口12之间的树形结构的分支内的波通过该舌部。
权利要求
1.中空波导天线阵，其具有指的是在空间的第一方向上延伸的横向中空波导的中空波导(13)和多个腔室(15)，每个腔室具有发送/接收缝隙(15)并通过耦合缝隙(14)连接到横向中空波导(13)上，其特征在于发送/接收缝隙(15)放置在固定位置上，并且在横向中空波导(13)处的耦合缝隙(14)在空间第一方向上的分布选择成不同于发送/接收缝隙(16)的分布，使得在横向中空波导(13)内传播的工作频率下的波以适于实现扇形定向特性的振幅和相位激励发送/接收缝隙(16)。
2.如权利要求1所述的天线阵，其特征在于，该固定距离在0.5λ0和0.65λ0之间，其中λ0是在天线阵的工作频率下无线电波的自由空间波长。
3.如权利要求1或2所述的天线阵，其特征在于，耦合缝隙(14)和发送/接收缝隙(16)相对于空间第一方向横向取向。
4.如权利要求1、2或3所述的天线阵，其特征在于，横向中空波导(13)在其至少一个端部处短路。
5.如权利要求4所述的天线阵，其特征在于，短路离开下一个相邻缝隙(14b)的距离(13)大致是工作频率下的波的中空波导波长的一半。
6.如权利要求5所述的天线阵，其特征在于，短路离开下一个相邻缝隙(14b)的距离(13)在0.5×中空波导波长和0.55×中空波导波长之间。
7.如上述权利要求任一项所述的天线阵，其特征在于，耦合缝隙(14)相对于对称平面的配置是镜面对称的，该平面相对于空间第一方向横向延伸，并且横向中空波导(13)具有与对称平面交叉的激励开口(12)。
8.如权利要求7所述的天线阵，其特征在于，横向中空波导(13)在两端具有短路。
9.如上述权利要求任一项所述的天线阵，其特征在于，耦合缝隙(14)的数量在4和6之间。
10.如权利要求7-9任一项所述的天线阵，其特征在于，其具有四个耦合缝隙(14)，并且靠近对称平面的两个耦合缝隙(14a)离开对称平面的距离(l3)是大致工作频率下波长的中空波导波长(λH)的四分之一。
11.如权利要求7-10任一项所述的天线阵，其特征在于，其具有四个耦合缝隙(14a、14b)，并且靠近对称平面的两个耦合缝隙(14a)和靠近短路的耦合缝隙(14b)之间的距离(l2)是大约0.3×中空波导波长(λH)。
12.如上述权利要求任一项所述的天线阵，其特征在于，其由多个板(1-7，1’、2’、4’、6’、1”、2”、4”、6”)形成，横向中空波导(13)形成在至少一个板(4、4’、4”)内，并且腔室(15)形成在另一板(6、6’、6”)内。
13.两维天线阵，其特征在于，其包括如上述权利要求任一项所述的具有相互平行的横向中空波导(13)的天线阵组件。
14.如权利要求12所述的天线阵，其特征在于，每个横向中空波导(13)具有通向多个横向中空波导(13)公用的中空波导(11)的激励开口(12)。
15.如权利要求14所述的天线阵，其特征在于，公用中空波导是在空间第二方向上直线延伸的纵向中空波导(11)。
16.如权利要求15所述的天线阵，其特征在于，纵向中空波导(11)矩形中空波导，并且激励开口(12)布置在具有一个宽度的纵向中空波导(11)的侧壁内，该宽度是a=λ021-λ024d2]]>其中λ0是工作频率的自由空间波长，并且d是相邻激励开口(12)之间的距离。
17.如权利要求15或16所述的天线阵，其特征在于，激励开口(12)是缝隙，其转动角度相对于空间的第二方向限定，和/或对于相邻激励开口(12)来说，其离开纵向中空波导(12)中央的偏差是不同的。
18.如权利要求17所述的天线阵，其特征在于，相邻激励开口(12)具有转动角度和相反符号的偏差。
19.如权利要求14所述的天线阵，其特征在于，公用中空波导具有树形结构(20)，该结构具有主干(21)和多个分支，每个分支将主干(21)连接到一个激励开口(12)上。
20.如权利要求19所述的天线阵，其特征在于，树形结构(20)具有在延伸通过激励开口的平面的相对侧从主干(21)延伸的两个主分支(22、23)，相邻横向波导(13)连接到这些主分支(22、23)的不同的一个上。
21.如权利要求20所述的天线阵，其特征在于，在激励开口(12)处馈入主干(20)的波的相位差不大于2π。
22.如权利要求13-21任一项所述的天线阵，其特征在于，缝隙形状激励开口(12)具有λ0/2的平均长度，λ0是在天线阵工作频率下的自由空间波长。
23.如权利要求13-22任一项所述的天线阵，其特征在于，其由多个板(1-7，1’、2’、4’、6’、1”、2”、4”、6”)形成，其中公用中空波导(12、20)形成在中空波导(13)和腔室(15)之外的另一板(2、2’、2”)内。
全文摘要
中空波导天线阵包括在一个空间方向上延伸的中空波导(13)和多个腔室(15)，每个腔室具有发送/接收缝隙(16)并通过耦合缝隙(14)连接到横向中空波导(13)上。发送/接收缝隙(16)放置在相互固定的位置上，并且在横向中空波导(13)处的耦合缝隙(14)在空间方向上的分布选择成不同于发送/接收缝隙(16)的分布，使得在横向中空波导(13)内传播的工作频率下的波以适于实现扇形定向特性的振幅和相位激励发送/接收缝隙(16)。对于 90°扇形定向特性来说，固定距离是大约0.5λ
文档编号H01Q21/00GK1656648SQ03811621
公开日2005年8月17日 申请日期2003年5月13日 优先权日2002年5月21日
发明者M·蒙克 申请人:马科尼通讯股份有限公司