天线装置的制作方法

专利名称：天线装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及天线装置，尤其涉及用于对无线数字信号直接进行无线收 发的天线装置。
背景技术：
用于对无线数字信号直接进行无线收发的宽频带天线装置正在普及。 专利文献1公开了一种遍及宽频带降低了高次谐波模式的发生的、现有例 所涉及的微带天线。专利文献l着眼于微带天线的各共振模式的分布，通 过在形成于电介质基板面的放射导体板的四角设置切缺，来抑制高次谐波 共振模式，从而控制天线特性。
专利文献h特开平05_ 129825号公报 专利文献2:特开2005—278067号公报 专利文献3:特开2005 — 079972号公报
非专禾U文献1: Ramesh Garg， et al.， "Microstrip antenna Design Handbook" ， Artech House, November 2000。
非专利文献2:子安修等"高速一一寸氺:y卜^一:/》o改良&八。、;/ 、乂7V〕，一f'〖二J;^)伝送特性o改善"电子信息通信学会论文集C， VolJ87 —C， No.ll， pp.873-880,2004年11月1日。
但是，在上述现有例涉及的微带天线中，当直接对矩形波的无线数字 信号进行无线收发时，与矩形波的基本频率成分相比，高次谐波成分衰减 (例如参照后面详细叙述的图31的现有技术所涉及的椭圆偶极宽频带天 线装置的相对高次次数的通过衰减量S21的特性)，结果，存在着在接收 侧接收到的无线数字信号波形失真的问题。

发明内容
本发明的目的在于解决以上的问题点，提供一种当在基带传输中直接对无线数字信号进行无线收发时，降低矩形波形的高次谐波成分比基本频 率成分减少而产生的波形失真的天线装置。
第一发明涉及的天线装置具备在背面形成接地导体而构成的电介质 基板、和形成在所述电介质基板的表面的放射导体，用于借助所述放射导 体的供电点，以基带传输直接对无线数字信号进行收发，其中，所述放射 导体通过在与激励上述天线装置时的电场所定义的电场面交叉的所述放 射导体的边中至少一边，按照至少三次高次谐波信号强度比基本波信号强 度大的方式，形成至少一个切缺，来使上述被传输的无线数字信号的波形 失真降低。
在上述天线装置中，按照至少三次高次谐波信号强度比基本波信号强 度及二次高次谐波信号强度大的方式，形成了至少一个切缺。
而且，在上述天线装置中，所述切缺形成在与所述电场面交叉的所述 放射导体的边的近似中央。
并且，在上述天线装置中，与所述放射导体的边对应的所述各切缺的 边的长度之和，被设定成比没有形成所述各切缺时的所述放射导体的全周 的六分之一短。
另外，在上述天线装置中，所述切缺形成为不位于所述放射导体的重 心点或所述供电点。
而且，在上述天线装置中，所述切缺分别形成在与所述电场面交叉的 所述放射导体的两个边，且相对与所述电场面正交的磁场面对称形成。
并且，在上述天线装置中，所述电介质基板还具备在与所述电场面交 叉的至少一个位置、即所述切缺的附近位置形成的至少一个槽。
另外，在上述天线装置中，所述各槽的深度被设定为从零到与所述电 介质基板的厚度相等的值的范围中的一个值。
而且，在上述天线装置中，与所述放射导体的边平行的所述各槽的边 的长度之和，被设定成比没有形成所述各切缺时的所述放射导体的全周的 六分之一短。
并且，在上述天线装置中，所述各槽形成在从所述电介质基板的端部 到所述放射导体的重心点或所述供电点为止的位置。
另外，在上述天线装置中，所述电介质基板至少具有两个槽，所述两
5个槽相对所述磁场面对称形成。 发明效果
根据本发明涉及的天线装置，由于放射导体在与激励上述天线装置时 的电场所定义的电场面交叉的所述放射导体的边中至少一边，按照至少三 次高次谐波信号强度比基本波信号强度大的方式，形成了至少一个切缺， 所以，可以相对高次谐波成分的放射强度降低基本频率成分的放射强度， 在对无线数字信号以基带传输方式直接进行无线收发的情况下，可大幅降 低因矩形波形的高次谐波成分比基本频率成分减少而产生的波形失真。
而且，由于可通过无源元件进行使被发送的矩形波形的基本频率成分 降低的动作，所以，电路结构简单且与使用了有源元件的情况相比，可降 低消耗电力。


图1是表示本发明的第一实施方式涉及的天线装置的构成的俯视图。
图2是表示图1的天线装置的外观的立体图。 图3是图1的A—A'面的纵剖面图。
图4是表示具备不设置切缺5及6的状态的放射导体33的天线装置 的构成的俯视图。
图5是图4的B—B'面的纵剖面图。
图6是用于对不设置切缺5及6的现有例所涉及的天线装置、和设置 了切缺5及6的本实施方式所涉及的天线装置的各模式中的电场及磁流分 布进行比较的图。
图7是表示不设置切缺5及6的现有例所涉及的天线装置的构成的俯 视图。
图8是图7的C一C'面的纵剖面图。 图9是表示图7的天线装置的等效电路的电路图。 图10是表示设置了切缺5及6的本实施方式所涉及的天线装置的构 成的俯视图。
图11是图10的D—D'面及F—F面的纵剖面图。 图12是图IO的E—E'面的纵剖面图。图13是表示图10的天线装置的等效电路的电路图。
图14是表示利用了图9的等效电路的现有例所涉及的天线装置的模
拟用电路的电路图。
图15是表示利用图14的模拟电路进行的模拟实验结果的波形图。
图16是表示利用了图13的等效电路的本实施方式所涉及的天线装置 的模拟用电路的电路图。
图17是表示利用图16的模拟电路进行的模拟实验结果的波形图。
图18是利用了电磁场模拟器的比较例中的模拟电路图。
图19是表示由现有例涉及的天线装置接收到的接收信号的眼孔图样 的模拟实验结果的波形图。
图20是表示由本实施方式涉及的天线装置接收到的接收信号的眼孔 图样的模拟实验结果的波形图。
图21是表示本发明的第一实施方式的变形例所涉及的天线装置的切 缺5A 5D、 6A 6D及放射导体3的形状的第一例的俯视图。
图22是表示本发明的第一实施方式的变形例所涉及的天线装置的切 缺5A 5D、 6A 6D及放射导体3的形状的第二例的俯视图。
图23是表示本发明的第一实施方式的变形例所涉及的天线装置的切 缺5A 5D、 6A 6D及放射导体3的形状的第三例的俯视图。
图24是表示本发明的第一实施方式的变形例所涉及的天线装置的切 缺5A 5D、 6A 6D及放射导体3的形状的第四例的俯视图。
图25是表示本发明的第二实施方式所涉及的天线装置的构成的俯视图。
图26是与图25对应的立体图。
图27是图25的G—G'面的纵剖面图。
图28是表示本发明的第二实施方式的变形例所涉及的天线装置的槽 7A 7C的位置的第一例的俯视图。
图29是表示本发明的第二实施方式的变形例所涉及的天线装置的槽 7A 7C的位置的第二例的俯视图。
图30是表示本发明的第二实施方式的变形例所涉及的天线装置的槽 7A 7C的位置的第三例的俯视图。图31是表示当使现有技术涉及的椭圆偶极宽频带天线装置(是发明 者的试验天线，有两个试制例子)的各一对对置，分别形成无线传输系统 及有线传输系统时，基本波模式及二次以上的高次谐波模式的相对传输信 号的通过衰减量S2,[dB]的图表。
图32是表示现有例所涉及的正方形状的矩形接线天线(patch antenna) 装置中的反射衰减量Su[dB]的频率特性的波谱图。
图33是表示第一实施方式涉及的天线装置中的反射衰减量Sn[dB]的 频率特性的波谱图。
图34是表示现有技术涉及的矩形环状缝隙天线装置(专利文献3中 图4的天线装置，隔着规定宽度的缝隙在图32的矩形接线天线装置的接 线导体(patch conductor)周围配置形成了接地导体的装置)中的反射衰 减量Sn[dB]的频率特性的波谱图。
图35是表示现有技术涉及的矩形环状缝隙天线装置(专利文献3中 图1的天线装置，隔着规定宽度的缝隙在H形状的接线导体周围配置形成 了接地导体的装置)中的反射衰减量Sn[dB]的频率特性的波谱图。
图中1、 1A—电介质基板，2 —接地导体，3、 3A—放射导体，5、 6、 5A、 5B、 5C、 5D、 6A、 6B、 6C、 6D—切缺，7、 8、 7A、 7B、 7C —槽， 9 —供电点，IO—同轴线缆，ll一中心导体，12—电介质，13 —接地导体， 14一通孔导体，14h—通孔，15、 35 —天线装置，16 —矩形波信号发生器， 17 —时钟信号发生器，18 —天线的双端口模型，Cl、 Cll、 C12、 C13 —电 容器，L0 L2、 L11 L13、 L21 L23 —电感器，Rl、 R3、 R4—放射空间 电阻。
具体实施例方式
下面参照附图，对本发明的实施方式进行说明。其中，在以下的各实 施方式中，对同样的构成要素赋予了相同的符号。 第一实施方式
图1是表示本发明的第一实施方式涉及的天线装置的构成的俯视图， 图2是表示图1的天线装置的外观的立体图，图3是图1的A—A，面的纵 剖面图。本实施方式涉及的天线装置例如是微带天线，可被利用到例如在基带传送中直接收发无线数字信号的无线总线或无线互联等中。图1 图
3中，天线装置具备电介质基板l、接地导体2、具有长度Lc及宽度Le 的放射导体3和供电线10。放电导体3具有在周边部分中与放射电场的方 向平行的电场面(以下称为E面)所交叉的边的近似中央分别形成的切缺 5、 6。切缺5具有进深U及长度(宽度)LA，切缺6具有进深LD及长度 LA，切缺5及6相对H面对称形成。
接地导体2形成在电介质基板1的背面，在电介质基板1的表面形成 有成为放射器的放射导体3。作为供电线的同轴线缆10由中心导体11、 接地导体13、和使这些导体ll、 13之间绝缘的电介质12构成。其中，中 心导体11借助向在厚度方向贯通电介质基板1的通孔14h内填充的通孔 导体14而与放射导体3的供电点9连接。而且，接地导体13与接地导体 2连接。为了收发数字传输信号，同轴线缆10从供电点9向放射导体3 供电。通过被同轴线缆10供电的无线信号向放射导体3的供电点9供电 来激励放射导体3，将该无线信号向自由空间放射。
接着，参照图4及图5，对图1的切缺5及6的大小设定方法进行说 明。图4是表示具备不设置切缺5及6的状态的放射导体33的天线装置 的构成的俯视图，图5是图4的B—B'面的纵剖面图。在图4及图5中， 为了表示在放电导体1与接地导体2之间引起电磁场共振时的、最低频率 (以下称为基本频率)下的电场振动的样子，示意地表示了电力线流向的 瞬间。设电力线的朝向为De，磁流的朝向为Dh。此时共振电场的分布大 致在与E面平行的方向分布，在与E面正交的磁场面(以下称为H面) 近似对称。E面在图5的B—B'面中是与电介质基板1的厚度方向、即B 一B'面平行的面，H面与E面正交且存在于电介质基板1的厚度方向。这 样的基本频率下的共振电场成为放射导体33的H面部分为节的驻波。这 样，由于相当于入/2波长的共振电场沿着放射导体33的周边部作为驻波 而分布，所以如图4所示，考虑沿着驻波分布的周期长度Ls的、电场的 驻波的空间强度分布的空间谐波成分，基本空间高次谐波成分有助于基本 共振频率的电磁放射。
因此，在本实施方式中，为了抑制基本频率成分，将切缺5、 6的长 度La、 LA分别设定得比驻波分布的周期长度Ls的三分之一短，来抑制空间谐波成分的基本成分。换言之，切缺5、 6的长度LA、 La被没定成比没 有形成切缺5、6时的放射导体33整周的六分之一的长度短。g卩，在图l 图3中，按照成立下述公式(1)的方式进行设定。 [数学式1]
<formula>formula see original document page 10</formula>
而且，切缺5、 6被设置在相当于基本频率的共振电场的节的H面与 放射导体3不含有交点、且与电场的基本频率下的驻波分布的腹部分、即 放射导体3的周边部分的漏电场增大的E面含有交叉部分的位置。并且， 对于切缺5、 6而言，为了不妨碍基本共振频率下的共振，可形成为不位 于放射导体3的重心点、且为了不妨碍供电，可形成为不位于供电点9。 由此，可抑制基本频率分布的接近驻波分布的峰值的值。
下面针对具有上述构成的天线装置，说明其动作及效果。图6是用于 对不设置切缺5及6的现有例所涉及的天线装置、和设置了切缺5及6的 本实施方式所涉及的天线装置的各模式中的电场及磁流分布进行比较的 图。在图6中，按照各放射导体中的固有振动从低到高的顺序，分别表示 作为基本频率成分的动作模式的基本波模式、作为二次高次谐波成分的动 作模式的二次高次谐波模式、和作为三次高次谐波成分的动作模式的三次 高次谐波模式。如图6所示，在基本波模式中，由于本实施方式的天线装 置中在放射导体3上设置了切缺5、 6，所以，与没有切缺5、 6的情况相 比，整体的磁流分布减少。在第二模式中，两者没有大的差异。在三次高 次谐波模式中，现有例的天线装置中磁流被抵消而减少，而本实施方式的 天线装置中由于在放射导体3上设置了切缺5、 6，所以产生与基本波模式 人致相同程度的磁流。因此，在本实施方式的天线装置中，与没有切缺5、 6的情况相比，基本波模式中的磁流分布减少，可抑制基本频率成分。
图7是表示不设置切缺5及6的现有例所涉及的天线装置的构成的俯 视图，图8是图7的C一C'面的纵剖面图，图9是表示图7的天线装置的 等效电路的电路图。其中，图8中省略了同轴线缆10的图示。在图7及 图8中，现有例所涉及的天线装置中形成了放射导体33及接地导体2之 间的电场中在放射导体33的端部分布的所谓漏电场、和因该漏电场引起 的基于磁流的电磁耦合而来自天线装置的放射电磁场。因此，如图9的等效电路所示，不设置切缺的现有例所涉及的天线装置，可由放射导体33 及接地导体2之间的电容器Cl、与表示向自由空间侧的相互感应的电感
器L1及L2的模型来表示。
图10是表示设置了切缺5及6的本实施方式所涉及的天线装置的构 成的俯视图，图11是图IO的D—D'面及F—F'面的纵剖面图，图12是图 10的E—E'面的纵剖面图，图13是表示图10的天线装置的等效电路的电 路图。其中，图12中省略了同轴线缆10的图示。在图10中，由于本实 施方式的天线装置在放射导体3上设置了切缺5及6，所以，可认为放射 导体3基于切缺5、 6由三个矩形部分构成，如图13所示，可以由放射导 体33的各部及接地导体2之间的电容器C11、 C12、 C13，与表示向自由 空间侧的相互感应的电感器L11 L13及L21 L23的模型表示。
图14是表示利用了图9的等效电路的现有例所涉及的天线装置的模 拟用电路的电路图。在图14中，现有例涉及的天线装置的模拟用电路具 备矩形波信号发生器16、电感器L0、含有电容器C1及电感器L1的天 线装置35、电感器L2和放射空间电阻R1。矩形波信号发生器16产生具 有lGHz取样频率、和lV振幅大小Vi的矩形波信号，并将其输出。在本 模拟实验中，设电感器LO的电感为lnH、电容器C1的静电电容为5pF、 电感器L1、 L2的电感都为5nH、放射空间电阻Rl的电阻值为50Q 。而 且，电感器L1及L2的相互耦合系数近似为0.9。来自矩形波信号发生器 16的矩形波信号经由天线装置35被传输给放射空间电阻R1，在空间侧测 定的电压Vo被模拟实验。
图15是表示利用图14的模拟电路进行的模拟实验结果的波形图。在 图15中，放射空间电阻R1侧的电压Vo的波形与作为输入信号的矩形波 Vi相比，因天线装置35的特性失真。
图16是表示利用了图13的等效电路的本实施方式所涉及的天线装置 的模拟用电路的电路图。在图16中，本实施方式涉及的天线装置的模拟 用电路具备矩形波信号发生器16、电感器LO、含有电容器C11 C13 及电感器LI 1 L13的天线装置15、电感器L21 L23和放射空间电阻Rl 。 矩形波发生器16产生具有lGHz取样频率、和IV振幅大小Vi的矩形波 信号，并将其输出。在本模拟实验中，设电感器LO的电感为lnH、电容
ii器Cll及C13的各静电电容为2pF、电容器C2的静电电容为1pF、电感 器Lll、 L13、 L21、 L23的电感为2nH、电感器L12、 L22的电感为lnH、 放射空间电阻R1的电阻值为50Q。而且，电感器Lll及L21的相互耦合 系数及电感器L13及L23的相互耦合系数近似为0.9，电感器L12及L22 的相互耦合系数近似为0.2。来自矩形波发生器16的矩形波信号经由天线 装置15被传输给放射空间电阻R1，在空间侧测定的电压Vo被模拟实验。
图17是表示利用图16的模拟电路进行的模拟实验结果的波形图。在 图17中，放射空间电阻R1侧的电压Vo的波形与图15相比，由于使基 本频率成分减少，所以，虽然电压Vo的振幅减少，但通过减小高次谐波 成分与基本频率成分之差，减少了矩形波的失真程度。
接着，利用可直接考虑天线构造的差异的电磁场模拟器，对现有例的 天线装置和本实施方式的天线装置进行了比较实验。图18是利用了电磁 场模拟器的比较例中的模拟电路图。萁中，在比较实验中设现有例涉及的 天线装置的放射导体33的长度33a为15.9mm、宽度33b为24.4mm、设 电介质基板1的介电常数为2.5，设本实施方式涉及的天线装置的放射导 体3的长度U为15.9mm、宽度Lc为24.4mm、切缺5及6的长度LA、 U为10.7mm、进深Ld及L。为0.82mm。而且，设发送侧负载R3为50 Q、空间侧负载R4为1KQ。将这些天线模型在发送侧及接收侧成对构成 天线的双端口模型18，从发送侧发送由时钟信号发生器17产生的lGHz 取样的模拟M系列随机时钟信号Vs，对接收侧接收到的信号Vo的信号波 形进行眼孔图样分析。分析方法可以通过利用电磁场模拟器求出发送侧及 接收侧之间的传达函数，并利用该传达函数对模拟M系列随机时钟信号Vs 的传输进行评价的模拟实验模型来执行。
图19及图20分别是表示由现有例及本实施方式涉及的天线装置接收 到的接收信号的眼孔图样的模拟实验结果的波形图。如图19及图20所示， 在本实施方式涉及的天线装置中，通过减小高次谐波成分与基本频率成分 之差，与现有例涉及的天线装置相比，可降低矩形波的失真程度，能够接 收保持了作为矩形波的波形形状的信号。
综上所述，根据本实施方式的天线装置，由于通过在放射导体3上设 置形成在与E面交叉的边的切缺5、 6，可以相对高次谐波成分的放射强度降低基本频率成分的放射强度，所以，在对无线数字信号直接进行无线 收发的情况下，可降低因矩形波形的高次谐波成分比基本频率成分减少而 产生的无线数字信号的波形失真。
而且，由于可通过无源元件进行使被发送的矩形波形的基本频率成分 降低的动作，所以，电路构成简单且与使用了有源元件的情况相比，可降 低消耗电力。
另外，在本实施方式中切缺5及6为矩形。但本发明不限定于该构成，
切缺5及6也可以例如是图21 图23所示的其他形状。而且，虽然放射 导体3为矩形，但也可如图24所示为圆形等其他形状。切缺5及6和放 射导体3除了图21 图24所示的形状之外，当然可以考虑各种变形。并 且，切缺5与切缺6的形状也可以相互不同。进而，还可以只设置任意一 方的切缺5及6。
此外，将供电线设为背面同轴型供电方式的同轴线缆IO，但本发明不 限定于此，也可以采用共平面型供电方式或电磁耦合型方式等。 第二实施方式
图25是表示本发明的第二实施方式所涉及的天线装置的构成的俯视 图，图26是与图25对应的立体图，图27是图25的G—G，面的纵剖面图。 本实施方式的天线装置与图1 图3所示的第一实施方式涉及的天线装置 相比，其不同点在于，取代电介质基板1而具备电介质基板1A。除此之 外的点与图1 图3所示的第一实施方式相同，对赋予了相同符号的构成 要素省略了详细的说明。
在图25 图27中，电介质基板1A具有形成在与E面交叉的位置、 且分别接近切缺5、 6的在电介质基板1A的表面上开口的凹形状槽7、 8。 槽7、 8分别具有长度7b及8b、宽度7a及8a、深度7d及8d。槽7、 8的 深度7d、 8d与电介质基板1的厚度相等。槽7及8的宽度7a及8a分别 被设定成比驻波分布的周期长度Ls的三分之一短。而且，槽7形成在离 放射导体3的重心点为距离7c的位置，槽8形成在离供电点9为距离8c 的位置，槽7及8相对H面对称形成。
根据上述构成，通过在电介质基板1上设置槽7、 8，可使槽7、 8附 近的电介质基板1的电场强度比电介质基板1的其他部分小，能够降低磁
13流。由此，与第一实施方式同样，可产生将等效电路中的电感器之间的相 互耦合系数减小的作用，结果，可选择性降低基本波模式的电磁耦合，抑 制电场的基本频率成分。
如上所述，根据本实施方式的天线装置，通过在电介质基板l上设置 凹形状的槽7、 8，可与第一实施方式同样，在对无线数字信号直接进行无 线收发的情况下，可降低因矩形波形的高次谐波成分比基本频率成分减少 而产生的波形失真。
另外，在本实施方式中，图25 图27所示的槽7及8的形成位置只 是一个例子，槽7及8也可以配置在如图28 图30所示的其他位置。在 图28中，取代槽7而形成槽7A，槽7A的长度7Ab比图25 图27所示的 槽7的长度7b大，延伸到电介质基板l的端部附近。槽7A可以形成在从 电介质基板1的端部到放射导体3的重心点或供电点9为止的位置。在图 29中，取代槽7而形成槽7B，从放射导体3的重心点起的槽7B的距离7Bc 比图25 图27所示的从放射导体3的重心点起的槽7的距离7c小，槽 7B的一部分可与放射导体3的一部分重合。通过槽7B的一部分与放射导 体3的一部分重合，可降低等效电路中的电容器C12 (参照图13)的静电 电容，具有可容易改变天线部分的静电电容的效果。另外，在图30中， 取代槽7而形成槽7C，槽7C的宽度7Ca比图25 图27所示的槽7的宽 度7a大，可与放射导体3的一部分重合。槽7C的宽度7Ca可被设定为比 放射导体3整体的宽度"与长度U之和的三分之一短的任意值。在图28 图30中，对作为槽7的变形例的槽7A、 7B、 7C进行了表示，对于槽8也
可以考虑同样的变形例。
此外，设槽7、 8的深度7d、 8d与电介质基板l的厚度相等。但本发 明不限定于该构成，槽7、 8的深度7d、 8d只要在零到与电介质基板l的 厚度相等的值的范围内即可，可为任意的值。而且，槽7的长度7b、宽度 7a及深度7d、槽8的长度8b、宽度8a及深度8d分别相同，但也可以设 定为互不相同的值。并且，槽7、 8在俯视图中为矩形状，但本发明不限 定于该形状，也可以是圆形等其他的形状。
另外，在本实施方式中设置了切缺5、 6及槽7、 8双方，但也可以不 设置切缺5、 6而只设置槽7、 8。实施例
下面，对发明者进行的与现有技术及实施方式所涉及的天线装置相关 的模拟实验结果进行说明。
图31是表示当使现有技术涉及的椭圆偶极宽频带天线装置(是发明 者的试验天线，有两个试制例子)的各一对对置，分别形成无线传输系统 及有线传输系统时，基本波模式及二次以上的高次谐波模式的相对传输信
号的通过衰减量S2,[dB]的图表。在图31中，连接各描绘点的折线以外的 直线，是无线传输系统及有线传输系统中的线形近似的直线。由图31可 知，在无线传输系统及有线传输系统的任意一个系统中，二次以上的高次 谐波成分的信号强度与基本波成分的信号强度相比，都大幅衰减。
下面，将以下四个天线装置中的反射衰减量S11的比较结果表示如下。 图32是表示现有技术所涉及的正方形状的矩形接线天线装置(第一比较 例)中的反射衰减量Sn[dB]的频率特性的波谱图，图33是表示第一实施 方式涉及的天线装置中的反射衰减量Sn[dB]的频率特性的波谱图。而图 34是表示现有技术涉及的矩形环状缝隙天线装置(专利文献3中图4的天 线装置，隔着规定宽度的缝隙在图32的矩形接线天线装置的接线导体周 围配置形成了接地导体的装置第二比较例)中的反射衰减量Sn[dB]的频 率特性的波谱图。并且，图35是表示现有技术涉及的矩形环状缝隙天线 装置(专利文献3中图1的天线装置，隔着规定宽度的缝隙在H形状的接 线导体周围配置形成了接地导体的装置第三比较例)中的反射衰减量 Su[dB]的频率特性的波谱图。在图32 图35中，101表示基本波模式的 反射衰减量Sn[dB]， 102表示二次高次谐波模式的反射衰减量S [dB]， 103 表示三次高次谐波模式的反射衰减量Sn[dB]。其中，图32 图35中在反 射衰减量的极小点处发生共振， 一般该共振点的频率下的反射衰减量越 小，传输信号强度越大。
由图32及图33的比较可知，作为本实施方式的效果(形成切缺的效 果)，虽然降低了基本波模式的传输信号强度，但具有提高三次高次谐波 模式的信号强度的作用效果。而且，由图34及图35可知，虽然基本波模 式的传输信号强度变化，但由于无法得到三次以上的高次谐波模式的共 振，所以，无法得到对三次以上的高次谐波模式下的信号强度进行提高的
15作用效果。
工业上的可利用性
根据本发明涉及的天线装置，由于放射导体在与激励上述天线装置时 的电场所定义的电场面交叉的所述放射导体的边中至少一边，按照至少三 次高次谐波信号强度比基本波信号强度大的方式，形成了至少一个切缺， 所以，可以相对高次谐波成分的放射强度降低基本频率成分的放射强度， 在对无线数字信号以基带传输方式直接进行无线收发的情况下，可大幅降 低因矩形波形的高次谐波成分比基本频率成分减少而产生的波形失真。
而且，由于可通过无源元件进行使被发送的矩形波形的基本频率成分 降低的动作，所以，电路结构简单且与使用了有源元件的情况相比，可降 低消耗电力。
本发明的天线装置例如可在直接对无线数字信号进行无线收发的无 线总线或无线互联等中利用。
权利要求
1、一种天线装置，具备在背面形成接地导体而构成的电介质基板、和形成在所述电介质基板表面的放射导体，用于借助所述放射导体的供电点，以基带传输直接对无线数字信号进行收发，其中，所述放射导体通过在与激励上述天线装置时的电场所定义的电场面交叉的所述放射导体的边中至少一边，按照至少三次高次谐波信号强度比基本波信号强度大的方式，形成至少一个切缺，来使上述被传输的无线数字信号的波形失真降低。
2、 根据权利要求l所述的天线装置，其特征在于，按照至少三次高次谐波信号强度比基本波信号强度及二次高次谐波 信号强度大的方式，形成了至少一个切缺。
3、 根据权利要求1或2所述的天线装置，其特征在于，所述切缺形成在与所述电场面交叉的所述放射导体的边的近似中央。
4、 根据权利要求1 3中任意一项所述的天线装置，其特征在于， 与所述放射导体的边对应的所述各切缺的边的长度之和，被设定成比没有形成所述各切缺时的所述放射导体的全周的六分之一短。
5、 根据权利要求1 4中任意一项所述的天线装置，其特征在于，所述切缺形成为不位于所述放射导体的重心点或所述供电点。
6、 根据权利要求1 5中任意一项所述的天线装置，其特征在于， 所述切缺分别形成在与所述电场面交叉的所述放射导体的两个边，且相对与所述电场面正交的磁场面对称形成。
7、 根据权利要求1 6中任意一项所述的天线装置，其特征在于， 所述电介质基板还具备在与所述电场面交叉的至少一个位置、即所述切缺的附近位置形成的至少一个槽。
8、 根据权利要求7所述的天线装置，其特征在于， 所述各槽的深度被设定为从零到与所述电介质基板的厚度相等的值的范围中的一个值。
9、 根据权利要求7或8所述的天线装置，其特征在于，与所述放射导体的边平行的所述各槽的边的长度之和，被设定成比没有形成所述各切缺时的所述放射导体的全周的六分之一短。
10、 根据权利要求7 9中任意一项所述的天线装置，其特征在于，所述各槽形成在从所述电介质基板的端部到所述放射导体的重心点 或所述供电点为止的位置。
11、 根据权利要求7 10中任意一项所述的天线装置，其特征在于， 所述电介质基板至少具有两个槽，所述两个槽相对所述磁场面对称形成。
全文摘要
为了当以基带传输直接对无线数字信号进行无线收发时，降低矩形波形的高次谐波成分比基本频率成分减少而产生的波形失真，天线装置含有在背面形成接地导体(2)而构成的电介质基板(1)、和形成在电介质基板(1)的表面的放射导体(3)。放射导体(3)通过形成在与激励天线装置时的电场所定义的电场面交叉的放射导体(3)的边上形成的切缺(5、6)，在借助放射导体(3)的供电点(9)以基带传输方式直接收发无线数字信号时，使被传输的无线数字信号的波形失真降低。
文档编号H01Q13/08GK101542835SQ20088000053
公开日2009年9月23日 申请日期2008年4月9日 优先权日2007年4月12日
发明者岭岸瞳, 崎山一幸 申请人:松下电器产业株式会社