非相邻垂直共振腔耦合结构的制作方法

专利名称：非相邻垂直共振腔耦合结构的制作方法
技术领域：
本发明涉及ー种共振腔耦合结构，且特别涉及ー种非相邻共振腔的耦合结构。
背景技术：
在无线通讯系统中，如滤波器、双エ器、多エ器等的频率选择元件是射频前端不可或缺的关键元件。其作用乃是在频率域(frequency domain)中选择或滤除/衰减特定频率范围的信号或杂讯，使后级电路得以接收正确频率范围内的信号加以处理。在微波(lGHz-40GHz)以及毫米波(40GHz-300GHz)的频率范围中，大型系统常采用波导管(waveguide tube)来架构整个射频前端电路。波导管具有可承受高功率以及损耗极低的优点，但是由于有截止频率的特性，限制了波导管的最小尺寸。此外，由于波导管系采用精密加工的方式的非批次(non-batch)制造，高昂的成本限制了此类型元件的应用范围。日本专利公开公报特开平06-053711提出使用电路板的结构来达成等效波导管的高频信号传导结构。如图I所示，这种结构统称为基板整合波导(Substrate IntegratedWaveguide, SIW)，其基本构造包括介电层3与导体层1、2。由于SIW可以采用一般电路板或是其他平面多层结构，如低温共烧陶瓷(Low Temperature Cofired Ceramic,LTCC)的技术来实现，因此在成本上以及与平面电路的整合性上有极大的优势。但是，由于SIW是由多层板的结构所组成，所能使用的厚度有限，一般情况下约厚数十mil，但是宽度由于有截止频率的限制(波导管)或是有共振频率的限制(共振腔)，通常尺寸都在数百mi I以上，宽/高比常常超过10，而传统中空波导管的宽高比约为2。SIW相较于传统波导管，宽高比大幅増加，其影响有两项第一，在相同的宽度以及相同的传输频率下，较扁平的结构其金属损耗较高，共振腔的品质因数(Quality factor, Q)因此受限；第二，扁平的结构在安排多个共振腔的可以采用更不占面积的垂直堆叠方式，达到小体积高性能的要求。多阶共振腔滤波器的耦合方式与共振腔的形态与相对位置有密切的关联。目前以SIW结构达成交错耦合的方式，有平面直线排列再透过额外的耦合机构，其架构如图2所不(參考 X. Chen, ff. Hong, T. Cui, Z. Hao and K. ffu, “Substrate integrated waveguideelliptic filter with transmission line inserted inverter，、 Electronics Letter,Vol. 41, issue 15,21 July 2005，pp. 851-852)。另外，有如图3所示的平面U字形排列(參考 Sheng Zhang, Zhi Yuan Yu and Can Li, “Elliptic function filter designedin LTCC，，，Microwave Conference Proceedings, 2005. APMC. Asia-Pacific ConferenceProceedings, Vol. 1,4-7 Dec. 2005),或如图4所示的垂直方向U字形排列(參考ZhangCheng Hao ；ffei Hong ；Xiao Ping Chen ；Ji Xin Chen ；Ke Wu ；Tie Jun Cui,“Multilayeredsubstrate integrated waveguide (MSIff) elliptic filter”，IEEE Microwave andWireless Components Letters, Vol. 15, Issue 2, Feb. 2005 Page (s) :95-97)。共振腔米直线排列，在SIW的结构前提下是比较没有效率的排列，而且额外的耦合机构也过长，对于多阶滤波器比较不利。U字形排列，无论是平面或是垂直方向的折叠，以四共振腔的滤波器而言，为了要达到交错耦合，第一个共振腔必须与第四个共振腔相邻，这限制了输入输出端ロ排列的弾性，也较占平面尺寸。综上所述，在目前的技术中，并无任何专注于垂直交错耦合结构中非相邻共振腔的连接结构。这使得输入输出端ロ排列的弹性受到极大的限制，而且也较占平面尺寸。另外，在现代的滤波器设计上，利用主要耦合路径中不相邻共振腔之间的耦合，SP交错耦合，来形成传输零点(Transmission Zero,TZ) 0将TZ放置在适当的频率，可以获得比较大的信号衰减量，就成效而言，可以用比较少的阶数就达到相同的衰减规格，这对通带 的损耗以及体积的缩减都有正面的帮助。但是，如上所述，目前并无良好的设计来达层不相邻共振腔之间的耦合。因此，如何针对不相邻共振腔之间的交错耦合结构，提出适当且有效能的结构，便是此领域技术人员所专注的地方。

发明内容
本发明提供ー种可适用于SIW结构，具有垂直堆叠共振腔特征的元件的耦合架构，而这种架构具有提供额外传输零点的功能。具有上述特征的频率选择元件，可以在制作成本、体积、性能等要求中达到良好的平衡。为此，本发明提供ー种非相邻垂直共振腔耦合结构，其至少包括第一与第二共振腔、介质材料层、至少ー第一与第二高频传输线以及至少ー连通柱。第一与第二共振腔分别具有彼此相対的第一与第二导体表面，其中第一与第二共振腔的各第二导体表面彼此相对配置。第一或第二共振腔至少ー侧边是作为非相邻垂直共振腔耦合结构。介质材料层位在第一与第二共振腔的各第二导体表面之间。第一高频传输线配置在对应该第一共振腔的第一表面的其中一侧边缘，并且第二高频传输线配置在对应第二共振腔的第一导体表面的其中ー侧边缘。连通柱则垂直地连接该第一与该第二高频传输线。在上述非相邻垂直共振腔稱合结构中，高频传输线可包括微带线、带线(stripeline)、共面波导、槽线、同轴线或是波导管结构。高频传输线的长度可配合耦合相位来调整。此外，第一与该第二共振腔为基板整合波导(SIW)共振腔。前述SIW共振腔可以利用低温共烧陶瓷或印刷电路板等多层基板エ艺实现。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第一与第二共振腔的各第一导体表面的侧边缘具有向内凹的槽孔，第一与第二高频传输线分别从各自对应的槽孔向外延伸预定长度。另外，第一与该第二高频传输线可以分别与各自对应的第一导体表面相连接。此外，第一与第二高频传输线也可以分别被各自对应的该槽孔隔开，而与各自对应的第一导体表面电学隔离。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第一与第二共振腔的各第一导体表面的该侧边缘具有槽孔，第一与第二高频传输线分别横跨在各自对应的槽孔上方，且向外延伸预定长度。另外，第一与第二高频传输线的其中一端可以分别位在各自对应的槽孔上方，并且向外延伸预定长度。另外，还包括电流探针，经由连通柱穿过该槽孔连接到该第二导体表面。
此外，本发明更提出ー种非相邻垂直共振腔耦合结构，至少包括第一共振腔与第ニ共振腔。第一共振腔的至少ー侧边为第一弯折延伸结构，并且第一弯折延伸结构具有槽孔。第二共振腔与该第一共振腔不相邻，并且与第一共振腔的第一弯折延伸结构相対的一侧更具有槽孔，藉以电学连接。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第一共振腔的另ー侧边为第二弯折延伸结构，并且与该第一共振腔的另ー侧边同侧为弯折延伸结构。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第二共振腔的一侧边为第三弯折延伸结构。第一共振腔的第一弯折延伸结构与第二共振腔的第三弯折延伸结构电学连接。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第二共振腔的ー侧边可为第三弯折延伸结构。第一共振腔的第一弯折延伸结构与第二共振腔的第三弯折延伸结构电学连接。第一共 振腔的第二弯折延伸结构与第二共振腔的第二侧边电学连接。另外，针对上述结构，本发明更提出ー种非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法。首先，提供第一与第二共振腔，分别具有彼此相対的第一与第二导体表面，并且将第一与第ニ共振腔的各第二导体表面配置成彼此相对，其中第一或第二共振腔至少ー侧边是作为非相邻垂直共振腔耦合结构。形成介质材料层于第一与第二共振腔的各第二导体表面之间。形成至少第一与第二高频传输线，以使第一高频传输线配置在对应第一共振腔的第一导体表面的其中一侧边缘，并且第二高频传输线配置在对应第二共振腔的第一导体表面的其中ー侧边缘。形成至少ー连通柱，垂直地连接第一与第二高频传输线。另外，本发明更提出ー种非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法。首先，提供第一共振腔，并且将至少ー侧边弯折成第一弯折延伸结构，并且形成槽孔于第一弯折延伸结构上。提供第二共振腔，与第一共振腔不相邻，其中更形成槽孔于与第一共振腔的第一弯折延伸结构相対的ー侧，藉以电学连接。在上述非相邻垂直共振腔耦合结构中，第二共振腔的两侧边可分别为第三与第四弯折延伸结构。第一共振腔的第一弯折延伸结构与第二共振腔的第三弯折延伸结构电学连接，且第一共振腔的第二弯折延伸结构与第二共振腔的第四弯折延伸结构电学连接。上述为数种不同的手段来达成共振腔垂直堆叠时，跨层间耦合的方法。这些方法与现有的多层基板エ艺相客，容易设计实践，可在几乎不增加成本的情况的下增进频率选择元件的性能。为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举优选实施例，并配合附图，作详细说明如下。


图I绘示已知技术的使用电路板结构的等效波导管的高频信号传导结构图。图2绘示绘示已知技术中具有平面直线排列再透过额外的耦合机制图。图3为绘示已知技术的平面方向U字形排列的耦合机制图。图4为绘示已知技术的垂直方向U字形排列的耦合机制图。图5为本实施例的具有交错耦合三阶带通滤波器的简化电路架构。图6为另ー实施例的具有交错耦合的四阶带通滤波器的简化电路架构。图7绘示一般基板整合波导类型的共振腔结构示意图。
图8绘示图6实施例的共振腔排列与耦合机制示意图。图9绘示另ー种具有交错耦合四阶带通滤波器的共振腔排列与耦合机制示意图。图IOA绘示本发明第一实施例的非相邻层共振腔耦合的ー种结构。图IOB绘示图IOA的侧视图，图IOC绘示图IOA的正视图。图11绘示图10的变化例。
图12绘示图10的另ー变化例。图13绘示图10的另ー变化例。图14绘示图10的另ー变化例。图15A绘示本发明第二实施例的非相邻层共振腔耦合的ー种结构。图15B与图15C是用以说明形成转折延伸结构的说明图。图16A绘示图15A的变化例。图16B至16D绘示图16A的变化例。图17图绘示应用本发明的四阶带通滤波器架构示意图。图18为图17的传输与反射S參数(分别为S21及Sll)频率响应示意图。图19图绘示应用本发明的另ー种四阶带通滤波器架构示意图。图20为图19的传输与反射S參数(分别为S21及Sll)频率响应示意图。附图标记说明
I、2:导体层3:介电层
20:次导体层100、150:共振腔
102、106、152、156:金属层103、153:槽孔
104、154:传输线106a、156a:槽孔
108、158:介质层172、174、178:连通柱
114、124、190、198:槽孔116、126、192、196:传输线
194:电流探针200、202、210、212:共振腔
200a、200b、202a、202b:转折延伸结构 210a、212a:转折延伸结构
200c、202c、202d、210b、212b:槽孔 201a、201b、201c:金属层 203:介电层204、206:连通柱
具体实施例方式在说明本发明实施例之前，先简单介绍具有交错耦合的带通滤波器电路以及其耦合机制。图5为本实施例的具有交错耦合三阶带通滤波器的简化电路架构。如图5所示，此架构包括三个共振腔，两个主要耦合机制(M12，M23)，以及ー个弱交错耦合机制(M13)。这边定义耦合机制M a ^ (a , ^ = 1,2,3, a ^ ￠)的极性，磁场性耦合为正，电场性耦合为负。在此情况的下，若M12，M23，M13皆为磁场耦合，则会有传输零点出现在比通带还低的频率。若M12，M23为磁场耦合，M13为电场耦合，则会有传输零点出现在比通带还高的频率。为了要能配合不同的规格需求，共振腔彼此间的耦合型式可以灵活变换，使传输零点可以放置在适当的频率。图6为另ー实施例的具有交错耦合的四阶带通滤波器的简化电路架构。如图6所示，此架构包括四个共振腔，三个主要耦合机制(M12，M23，M34)以及ー个弱交错耦合机制(M14)。这边所定义的Ma ^ ( a , ^ = 1,2,3,4 ； aホ^ )的极性与上述相同磁场性I禹合为正，电场性耦合为负。在此情况的下，若M12，M23，M34为磁场耦合，M14为电场耦合，则会有两个传输零点分别出现在通带频率的高频/低频两侧。若M12，M23，M34，M14皆为磁场耦合，则不会有传输零点出现。图I绘不一般基板整合波导(substrate integrated waveguide, SIW)型式的共振腔结构示意图。一般SIW共振腔结构大部分为立方体的几何外形，如图7所示，其中Y方向的尺寸远小于X及Z方向的尺寸。在大多数的情况下，SIff型式的共振腔会操作在TElOl的模态。在TElOl的模态下，电磁场在Y方向的变化不大，可为视为XZ平面的分布，XZ平 面的几何中央为电场最强的地方，而边界的地方则为磁场最强的地方。如果Y方向相邻的两个共振腔欲达到电场耦合的效果则可以选则在XZ平面中央的位置开孔，欲达到磁场耦合的效果则可以选则在XZ平面边缘的位置开孔。图8绘示图6实施例的共振腔排列与耦合机制示意图。如图8所示，此滤波器电路为具有交错耦合的四阶带通滤波器的电路，且包括四个共振腔I 4。每ー个共振腔I 4包括ー层以上的介质(介电质)基板所构成，共振腔与共振腔间由金属面(未绘出)作为分隔。共振腔I 4为垂直堆叠排列，在分隔的金属面上开槽孔(未绘出，详细见下面的说明例)达到耦合的效果(M12，M23，M34)。适当选择开孔的位置可以达成电场性或磁场性耦合。例如开孔位置在中央位置可以达成电场性耦合，而开孔位置在边界位置则可以达成磁场性耦合。这点会在下面说明。在图8的实施例中，共振腔I与共振腔4是属于交错耦合，因其彼此不相邻，故无法通过在分隔相邻共振腔的金属层上开槽孔达到耦合的效果。接着将在图10至14为此类型的交错耦合机制提出数种不同的结构例子，以说明达成共振腔I与共振腔4之间的交错耦合(M14)。图9绘示另ー种具有交错耦合四阶带通滤波器的共振腔排列与耦合机制示意图。与图8相异的处在于共振腔I 4的排列顺序以及输入及输出端的位置。如图9所示，共振腔从上到下依序为共振腔2、共振腔I、共振腔4以及共振腔3。输入端接到共振腔1，输出端接到共振腔4。在该四阶带通滤波器中，主要信号耦合路径为共振腔I =>共振腔2 =>共振腔3 =>共振腔4，其中共振腔2及共振腔3之间的耦合(M23)以非相邻层共振腔耦合，而交错耦合为相邻层共振腔I及共振腔4之间的耦合(M14)。第一实施例为了达成如上述图8的耦合机制，本发明提出了垂直交错耦合的非相邻共振腔间的连接结构。图IOA绘示本发明实施例的非相邻层共振腔耦合的ー种结构。图IOB绘示图IOA的侧视图，图IOC绘示图IOA的正视图。在图10A、10B、10C中，省略非相邻层之间的共振腔，以使图式容易阅读。在以下各图中，以上面与下面共振腔分别为图8的共振腔I与共振腔4作为ー个解说例，但是非用以限制本发明的实际结构。
如图10A-10C所示，共振腔100(相当于上述共振腔I)具有第一金属层(表面)102、介质层108与第二金属层(表面)106。介质层108如前所述可为多层堆叠结构，在此不限制它的层数。同理，共振腔150 (相当于上述共振腔4)具有第一金属层152、介质层158与第二金属层156。介质层158也是可为多层堆叠结构，在此不限制它的层数。共振腔100与共振腔150之间可达成上述图8的M14交错耦合机制，两者为非相邻的共振腔。共振腔100与共振腔150之间可再増加其他共振腔，并且共振腔之间均填满介质层。本实施例专注在共振腔100与共振腔150之间的交错耦合的连接结构，其间的结构对于熟悉此技术者可以任意做适当的变化。忽略中间结构不着，共振腔100的第二金属层106与共振腔150的第二金属层156不彼此相对。如图IOA所示，共振腔100的第一金属102的侧边上，形成槽孔103，并且从该槽孔103延伸高频传输线(以下简称传输线)104。另外，共振腔150的第一金属152的侧边上，也形成槽孔153，并且从该槽孔153延伸传输线154。基本上，传输线104与154是配置在彼此相対的位置，亦即在彼此的垂直投影位置上。接着，利用连通柱(via) 178将传输线 104、154电学连接起来，以达到交错耦合的目的。为了使连通柱178可以连接传输线104、154,共振腔100的第二金属层106与共振腔150的第二金属层156也分别形成槽孔106a与156a，使连通柱178可以从共振腔100上的传输线104，穿过共振腔100的槽孔106a与共振腔150的槽孔156a，而连接到传输线154。详细的结构可以參考图IOB与10C。另外，在金属层106与156之间更可以形成连通柱172、174，用以支撑与电学连接，其结构可以參考图IOC0在制作上，可以沿用一般PCB的エ艺技木。亦即，可以形成介质层与金属层交错的堆叠层，之后在各金属层上形成特定所需的图案或槽孔，在介质层中穿孔并填入金属以形成连通柱等等。在上述的实施例中，传输现104与154是设计成使用微带线(microstripe line)型式的传输线，然后以连通柱接到由上下层共振腔100、150上所延伸出来的相同结构，如此便可以达成上下两个非相邻层共振腔之间的高频信号传递。图11至图14绘示图10的结构的各种变化例的示意图。图11绘示本发明另ー实施例的非相邻层共振腔耦合的ー种结构。图11与图10的作用相同，但是结构上有稍微差异。图11与图10的差异点在于金属层上形成传输线的槽孔形状不同。如图11所示，槽孔114是形成在金属层边界处，且大致成为T字型。图11的槽孔大小更大，可以增加耦合的效率。其余的部分与图10相同，在此省略其相关说明。图12绘示本发明另一实施例的非相邻层共振腔耦合的ー种结构。接着说明与上述例子的差异处。图12与图10或11的差异处也是在于传输线的构造。图10与11是属于在边界处形成开放性的槽孔，而传输线从槽孔中延伸出来的ー种结构。图12所示的结构是在金属层的边界处形成槽孔124，此槽孔为ー种封闭性的孔洞。之后，传输线126形成在该槽孔124的上方。最后，也是利用连通柱将上下层共振腔的传输线相连接，以达成传递高频信号的效果。图13与图14绘示本发明另一实施例的非相邻层共振腔耦合的一种结构，这里是以电流探针(current probe)的方式将微带线I禹合至共振腔。如图13所示,基本上槽孔190与传输线192的结构与图10的差别在于图13的传输线192与金属层(相当于图10的第一金属层102)之间被槽孔190隔离，而且传输线的一端通过电流探针194连接到共振腔的另ー金属层(相当于图10的第一金属层106)。传输线的另一端则与前面的实施例相同，通过连通柱连接到下层共振腔的传输线。图14也是ー种使用电流探针的结构，所不同的是图13的传输线与共振腔的金属面位在同一层，而图14的传输线是位在共振腔金属层的上方。
在上述图10至图14的耦合结构中，更可以通过改变传输线的长度来达成耦合相位的调整。另外，上述传输线可以包括微带线、带线(stripe line)、共面波导、槽线、同轴线或是波导管等等任何适用的结构。第二实施例图15A绘示本发明第二实施例的结构示意图。在此实施例中，利用共振腔转折延伸结构的耦合来达成。如图15A所示，将共振腔200的两侧边做成转折延伸结构200a、200b。此外，更在延伸结构200a中形成槽孔200c，延伸结构200b也以相同方式形成槽孔(未绘出)。同理，共振腔202的两侧边也同样做成转折延伸结构202a、202b，并且在转折延伸结构202a、202b中分别形成槽孔202c、202d。之后，使上层共振腔200转折延伸结构200a、200b与下层共振腔202的转折延伸结构202a、202b分别对应接触，以达到图15A右侧所示的双边耦合的结构。此实施例是通过在共振腔200、202相接触的狭长型金属面上开槽孔(例如槽孔200c与202c)达成磁场性耦合。图15A的转折延伸结构的形成方法可以參考图15B与图15C。先形成金属层201a、201b、201c与介质层203的堆叠结构，以形成共振腔200。之后，如图15C所示，在共振腔200的图左侧部分形成多个作为连通柱204、206等的开孔，再于开孔中填入金属，以形成连通柱204与206。通过不同高度的连通柱204与206，便可以形成上述的转折延伸结构200a、200b,202a 与 202b 等。图16A绘示图15A的变化例，图15A所绘示的是双边耦合结构，而图16A所绘示的是单边耦合的结构。亦即，在图16A中，共振腔210只有在其中一个侧边形成转折延伸结构210a，并形成槽孔210b。同理，共振腔212也只有在对应的侧边形成转折延伸结构212a，并形成槽孔212b。槽孔210b与212b彼此相对，藉以达成磁场性耦合。图16B至图16D举出数种图16A的单边耦合的变化例。图16B中，只有下层共振腔的ー侧形成上述的转折延伸结构，而上层共振腔则仍是平面状的共振腔。图16C与图16B相反，只有上层共振腔的ー侧形成上述的转折延伸结构，而下层共振腔则仍是平面状的共振腔。图16D则是上层共振腔的ー侧形成上述的转折延伸结构，下层共振腔的另ー侧也形成上述的转折延伸结构。之后，上下层共振腔在彼此結合。图16A至16D的对应制造方式可以參考图15B至15C的说明。图17绘示应用本发明的四阶带通滤波器架构。此四阶带通滤波器中的非相邻共振腔耦合结构是使用上述图10所示的例子来做说明。图18为图17的传输与反射S參数(分别为S21及Sll)频率响应示意图。由图17的上方往下看，最上与最下层的共振腔为非相邻耦合结构。此滤波器采用16层而每层2mil厚的LTCC结构。LTCC材料的正切损失(loss tangent)约为0. 0075，介电常数约为I. 8，滤波器的平面尺寸小于145mil X 179mil。量测得到中心频率为29. 5GHz，频宽为3. 93GHz，通带损耗小于2. 8dB，通带频段外两侧各有一个传输零点TZl与TZ2。
图19为采用图15的非相邻层共振腔耦合结构实现图11的四阶带通滤波器架构。图18为图19的传输与反射S參数(分别为S21及Sll)频率响应示意图。图19的四阶带通滤波器的主要耦合路径皆采用磁场性耦合(虚线部分)，其包括非相邻层共振腔的耦合。交错耦合为在中间两共振腔(I与4)之间的金属面上开孔达成，由于开孔处为电场最强的处，所以此交错耦合为电场性耦合。由此，可在通带频段外的两侧各产生ー个传输零点。此滤波器采用16层而每层2mil厚的LTCC结构。LTCC材料的正切损失约为0.0075，介电常数约为7. 8，滤波器的平面尺寸小于140milX160mil。如图20所示，量测得到中心频率为22. 5GHz，频宽为1GHz，通带损耗小于2. 5dB。综合上述的说明，我们提出数种不同的手段来达成共振腔垂直堆叠时，跨层间耦合的方法。这些方法与现有的多层基板エ艺相客，容易设计实践，可在几乎不增加成本的情况的下增进频率选择元件的性能。
虽然本发明已以优选实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定的为准。
权利要求
1.ー种非相邻垂直共振腔耦合结构，至少包括 第一共振腔，至少ー侧边为第一弯折延伸结构，并且该第一弯折延伸结构具有槽孔；以及 第二共振腔，与该第一共振腔不相邻，其中与该第一共振腔的该第一弯折延伸结构相对的ー侧更具有槽孔，藉以电学连接。
2.如权利要求I所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该第一共振腔的另ー侧边为第二弯折延伸结构；以及 该第二共振腔的与该第一共振腔的另ー侧边同侧为弯折延伸结构。
3.如权利要求I所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该第二共振腔的该侧边为第三弯折延伸结构，以及 该第一共振腔的该第一弯折延伸结构与该第二共振腔的该第三弯折延伸结构电学连接。
4.如权利要求2所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该第二共振腔的该侧边为第三弯折延伸结构， 该第一共振腔的该第一弯折延伸结构与该第二共振腔的该第三弯折延伸结构电学连接， 该第一共振腔的该第二弯折延伸结构与该第二共振腔的该另ー侧边电学连接。
5.如权利要求2所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该第二共振腔的该两侧边分别为第三与第四弯折延伸结构，以及 该第一共振腔的该第一弯折延伸结构与该第二共振腔的该第三弯折延伸结构电学连接，且该第一共振腔的该第二弯折延伸结构与该第二共振腔的该第四弯折延伸结构电学连接。
6.如权利要求I所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该第一与该第二共振腔为基板整合波导共振腔。
7.如权利要求6所述的非相邻垂直共振腔耦合结构，其中该基板整合波导共振腔为以多层基板エ艺实现。
8.ー种非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法，至少包括 提供第一共振腔，并且将至少ー侧边弯折成第一弯折延伸结构，并且形成槽孔于该第ー弯折延伸结构上；以及 提供第二共振腔，与该第一共振腔不相邻，其中更形成槽孔于与该第一共振腔的该第ー弯折延伸结构相対的ー侧，藉以电学连接。
9.如权利要求8所述的非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法，还包括形成第二弯折延伸结构于该第一共振腔的另ー侧边；以及 形成弯折延伸结构于该第二共振腔的与该第一共振腔的另ー侧边同侧。
10.如权利要求9所述的非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法，还包括形成第三弯折延伸结构于该第二共振腔的该侧边；以及 将该第一共振腔的该第一弯折延伸结构，电学连接到该第二共振腔的该第三弯折延伸结构。
11.如权利要求9所述的非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法，还包括形成第三弯折延伸结构于该第二共振腔的该侧边； 将该第一共振腔的该第一弯折延伸结构，电学连接到该第二共振腔的该第三弯折延伸结构；以及 将该第一共振腔的该第二弯折延伸结构，电学连接到该第二共振腔的该另ー侧边。
12.如权利要求9所述的非相邻垂直共振腔耦合结构的制造方法，其中在该第二共振腔的该两侧边上，分别形成第三与第四弯折延伸结构； 将该第一共振腔的该第一弯折延伸结构，电学连接到该第二共振腔的该第三弯折延伸结构；以及 将该第一共振腔的该第二弯折延伸结构，电学连接到该第二共振腔的该第四弯折延伸结构。
全文摘要
本发明公开了一种非相邻垂直共振腔耦合结构及其制造方法。该非相邻垂直共振腔耦合结构至少包括第一与第二共振腔、介质材料层、至少一第一与第二高频传输线以及至少一连通柱。第一与第二共振腔分别具有彼此相对的第一与第二金属表面，其中第一与第二共振腔的各第二金属表面彼此相对配置。介质材料层位在第一与第二共振腔的各第二金属表面之间。第一高频传输线配置在对应该第一共振腔的第一表面的其中一侧边缘，并且第二高频传输线配置在对应第二共振腔的第一表面的其中一侧边缘，连通柱则垂直地连接该第一与该第二高频传输线。
文档编号H01P3/00GK102655252SQ20111040234
公开日2012年9月5日 申请日期2007年7月20日 优先权日2007年7月20日
发明者吴瑞北, 庄嘉成, 沈泽旻 申请人:财团法人工业技术研究院