感应功率传输系统的耦合线圈功率控制的制作方法

感应功率传输系统的耦合线圈功率控制的制作方法
【专利摘要】一种感应功率传输装置包括：谐振电路，具有功率传输线圈和功率传输电容器；耦合线圈，磁耦合至功率传输线圈；可变阻抗；以及控制器，被配置成基于预定标准来确定可变阻抗的阻抗值，包括：实质上调节提供给负载的功率；将谐振电路谐振频率实质上调谐至预定频率；调节与功率传输线圈相关联的磁场的频率；和/或调节由功率传输线圈反射至对应的耦合功率传输线圈的阻抗。
【专利说明】
感应功率传输系统的輔合线圈功率控制
技术领域
[0001] 本发明总体而言设及调节提供给感应功率传输系统中的负载的功率。更具体地， 本发明设及使用禪接至发送线圈或接收线圈的线圈来调节提供给负载的功率。
【背景技术】
[0002] IPT技术是不断发展的领域，且IPT系统现在用于一系列的应用中且具有各种配 置。通常，主侧（即，感应功率发送器)将包括发送线圈或被配置成产生交变磁场的线圈。该 磁场在接收线圈或次侧（即，感应功率接收器)的线圈中诱生交变电流。然后接收器中的此 诱生电流可W被提供给某些负载，例如，用于对电池充电或给便携式设备供电。在一些情况 下，发送线圈或接收线圈可W与电容器适当地连接W形成谐振电路。运可W增加对应的谐 振频率处的功率吞吐量和效率。
[0003] 与IPT系统相关的一个问题是调节提供给负载的功率量。重要的是调节提供给负 载的功率W保证功率足满足负载的功率需求。类似地，重要的是提供给负载的功率不过度， 过度的功率可W导致低效率。一般而言，在IPT系统中存在两种功率控制的方法:发送器侧 功率控制和接收器侧功率控制。
[0004] 在发送器侧功率控制中，通常控制发送器来调节产生的磁场的功率(例如，通过调 节供应给发送线圈的功率或通过调节发送器的调谐）。
[0005] 在接收器侧功率控制中，控制接收器来调节从接收线圈提供给负载的功率(例如， 通过包含调节级或通过调节接收器的调谐）。
[0006] 与一些依赖调节级的接收器侧功率控制系统相关的一个问题在于运些调节级可 能需要包括DC电感器。运样的DC电感器在体积方面可能较大。可能存在运样的需求:使接收 器小型化，使得它们可W安装在便携式电子设备之内，因此，可W期望从接收器电路去除DC 电感器。
[0007] 调节线圈的调谐的功率控制系统(无论它们为发送器侧或接收器侧)通常包括作 为谐振电路一部分的开关的布置。可W选择性地激活运些开关来使谐振电路的一部分短路 或开路，从而影响谐振电路的调谐W及发送或接收的功率。然而，由于运些开关是谐振电路 的一部分，因此可能因与开关相关联的峰值电流或电压而导致高损失。此外，运些开关的阻 挡电压必须额定为负载所需的电压。大电压开关可能昂贵且难W小型化。
[000引 US专利No.6705441公开了一种具有一系列控制开关的谐振接收线圈。选择性地接 通和关断该控制开关来调节提供给负载的功率量。与此方法相关联及如上所述)的一个 问题在于控制开关必须额定为大电压。此外，即使实施了电流过零（zero-current crossing)来使开关接通和关断时流经开关的瞬态电流最小，也可能在开关两端观察到不 期望的大电压尖峰。
[0009] US专利NO.6705441还公开了一种通过调节禪合的谐振拾取线圈来控制由非谐振 接收线圈接收的功率量的系统。虽然此系统消除了对DC电感器的需求，但其依赖于非谐振 接收线圈，该非谐振接收线圈可能不符合当前和未来的无线功率传输的消费电子行业标 准，诸如无线电源协会Qi标准。与此系统相关联的一个问题在于谐振拾取线圈将从发送器 吸收功率，且将影响发送线圈的谐振。此外，由于谐振拾取线圈接收发送功率，因此与谐振 拾取线圈的控制相关联的开关可能导致高损失。
[0010] 相应地，实施例可W提供改进的对感应功率传输系统的禪合线圈功率控制，或者 至少可W给公众提供有用的选择。

【发明内容】

[0011] 根据一个示例性实施例，提供一种感应功率传输装置，包括:谐振电路，具有功率 传输线圈和功率传输电容器;禪合线圈，磁禪合至功率传输线圈；可变阻抗；W及控制器，被 配置成基于预定标准来确定可变阻抗的阻抗值，所述基于预定标准来确定可变阻抗的阻抗 值包括:实质上调节提供给负载的功率;将谐振电路谐振频率实质上调谐至预定频率;调节 与功率传输线圈相关联的磁场的频率;和/或调节由功率传输线圈反射至对应的禪合功率 传输线圈的阻抗。
[0012] 根据又一示例性实施例，提供一种控制感应功率接收器的方法，其中，感应功率接 收器包括:接收线圈，接收器电路用于将功率从接收线圈提供给负载;禪合线圈，磁禪合至 接收线圈；第一开关，被配置成改变沿第一方向流经禪合线圈的电流；W及第二开关，被配 置成改变沿第二方向流经禪合线圈的电流，其中，所述方法包括下面的步骤:在流经禪合线 圈的电流从沿第二方向或第一方向流动变成零之后第一时间段，接通第一开关;在流经禪 合线圈的电流从沿第一方向或第二方向流动变成零之后第二时间段，接通第二开关;在第 二开关接通时或者在第二开关接通与流经禪合线圈的电流从沿第二方向流动变成零之间 的某个点处，关断第一开关;在第一开关接通时或者在第一开关接通与流经禪合线圈的电 流从沿第一方向流动变成零之间的某个点处，关断第二开关；W及控制第一时间段和第二 时间段的持续时间来调节提供给负载的功率。
[001引要认识到，在各种权限下，术语"包括"和"包括嘗'可W具有排他性或包含性意义。 对于此说明书的目的，除非另外说明，否则运些术语意在具有包含性意义，即，它们将被当 作意思是包含所列出的用途直接引用的组件，还可能包含其他非特定组件或元件。
[0014] 在本说明书中对任何现有技术的引用都不构成承认运些现有技术形成公共常识 的部分。
【附图说明】
[0015] 被并入说明书中且构成说明书的一部分的附图图示了本发明的实施例，且与W上 给出的本发明的一般性描述W及W下给出的对实施例的具体描述一起用于说明本发明的 原理。
[0016] 图1是根据一个实施例的感应功率传输系统的框图；
[0017] 图2是根据一个实施例的感应功率接收器的电路图；
[0018] 图3a是根据一个实施例的禪合电路的电路图；
[0019] 图3b是根据另一实施例的禪合电路的电路图；
[0020] 图4a是根据一个实施例的与图2或图3a的可变阻抗的控制相关联的波形图；
[0021] 图4b是根据另一实施例的与图2或图3a的可变阻抗的控制相关联的波形图；
[0022] 图4c是根据一个实施例的与图3b的可变阻抗的控制相关联的波形图；
[0023] 图5是根据另一实施例的感应功率传输系统的框图；
[0024] 图6是根据另一实施例的感应功率接收器的电路图；
[0025] 图7a是禪合单元的侧视图；
[0026] 图7b是图7a的禪合单元的俯视图；
[0027] 图7c是图7a的禪合单元的仰视图；
[0028] 图8是提供2:1应数比的Ξ绕组的示意图；
[0029] 图9a至图9p是根据一个实施例的线圈绕组方法的示意图；
[0030] 图10是根据又一实施例的感应功率传输系统的框图；
[0031] 图11是图10中的系统的电路图；
[0032] 图12是控制方案基本构造的电路图；
[0033] 图13是开关波形的图；
[0034] 图14是示出电容器电压的基本组分的等效电路和图表；W及
[0035] 图15是各个工作模式的等效图。
【具体实施方式】
[0036] 图1示出了根据一个实施例的感应功率传输（IPT)系统1的代表。可W适当地修改 或补充此IPT系统W用于特定应用。该IPT系统包括感应功率发送器2和感应功率接收器3。
[0037] 感应功率发送器2连接至合适的电源4(诸如主电源）。感应功率发送器可W包括发 送器电路5。运种发送器电路包括感应发送器的操作可能必须的任何电路。发送器电路可W 包括转换器、逆变器、启动电路、检测电路和控制电路。
[0038] 发送器电路5连接至发送器谐振电路6。发送器谐振电路包括发送线圈7和一个或 多个调谐元件8,诸如发送器电容器。发送线圈和发送器电容器可W并联或串联连接W形成 谐振电路。可W期望在发送器谐振电路中包括额外的电感器和/或电容器(未示出）。发送器 谐振电路具有对应的谐振频率。
[0039] 为了简单，图1的感应功率发送器2被示出为具有一个发送器谐振电路6。然而，可 W存在多个发送器谐振电路。例如，在充电板中可W存在发送线圈的阵列，该发送线圈阵列 中的每个线圈可W连接至相关联的谐振电容器。运些发送器谐振电路可W全部连接至同一 发送器电路5,或者它们可W每个与相关联的发送器电路连接。可W选择性地给发送器谐振 电路和/或发送线圈中的每个或一些供电。
[0040] 如W下将讨论的，在IPT系统的一些实施例中，可能期望感应功率发送器2的发送 线圈7为非谐振的。也就是说，不存在发送器谐振电路6或发送器电容器8。在此实施例中，发 送器电路5连接至发送线圈自身。然而，也可W使用非谐振发送线圈。
[0041] 发送器电路5被配置成供应AC电流给发送器谐振电路6,使得发送线圈7产生适用 于感应功率传输的交变磁场。在具体实施例中，AC电流将具有实质上对应于发送器谐振电 路或接收器谐振电路15的谐振频率的频率。
[0042] 图1还示出了在感应功率发送器2之内的发送器控制器9。发送器控制器可W连接 至感应功率发送器的每部分。发送器控制器可W被配置成从感应功率发送器的部分接收输 入，并产生控制每部分的操作的输出。发送器控制器可W被实施为单个单元或分离单元。优 选地，发送器控制器为被编程w根据感应功率发送器的需求来执行不同计算任务的可编程 逻辑控制器或类似控制器。发送器控制器可W被配置成根据感应功率发送器的性能(包括 例如：功率流(下面将更详细地描述）、调谐、选择性地给发送线圈供电、感应功率接收器检 测和/或通信(下面将更详细地描述)）来控制感应功率发送器的各个方面。
[0043] 图1还示出了感应功率发送器2之内的发送器禪合电路10。发送器禪合电路可W与 发送器谐振电路6电位隔离(galvanically isolated)。发送器禪合电路包括禪合线圈或功 率流控制线圈11和可变阻抗12。该禪合线圈被配置成使得其磁禪合至发送线圈7。如下面将 更详细描述的，发送器控制器9控制发送器禪合电路来影响发送器谐振电路，运进而会影响 从感应功率发送器供应给感应功率接收器3的功率(从而调节提供给负载的功率）。在另一 实施例中，发送器禪合电路可W用来调节频率，该频率可W用于例如通信目的。在存在多于 一个发送器谐振电路和/或多于一个发送线圈的实施例中，可W包括与每个发送器谐振电 路和/或发送线圈相关联的发送器禪合电路。
[0044] 如下面将要讨论的，在IPT系统的一些实施例中，感应功率发送器2可W不包括发 送器禪合电路10。然而，其也可W在无发送器禪合电路的情况下实施。
[0045] 此外，感应功率发送器2可W包括导磁元件或导磁忍13。导磁忍与发送线圈7相关 联。通过使用导磁忍，可W改善发送线圈与功率接收器的接收线圈之间的禪合，运进而可W 改善功率传输。导磁忍可W由铁氧体材料制成。导磁忍的尺寸和形状将取决于发送线圈和 感应功率发送器的具体几何结构和要求。例如，在发送线圈为平面的一个实施例中，导磁忍 可W被放置为使得其在发送线圈之下。在另一实施例中，发送线圈可W围绕导磁忍自身绕 缠。在又一实施例中，导磁忍可W被配置成改善发送线圈与发送器禪合电路10的禪合线圈 11之间的磁禪合。
[0046] 再次参见图1，还示出了感应功率接收器3。感应功率接收器连接至负载14。将认识 到的是，感应功率接收器从感应功率发送器2接收感应功率，并将该功率提供给负载。负载 可W根据感应功率接收器的应用而为任何合适的负载。例如，负载可W为给便携式电子设 备供电或给电池充电。负载的功率需求可能变化，从而重要的是提供给负载的功率要匹配 负载的功率需求。具体地，该功率必须足W满足功率需求，同时不太过度(太过度可能导致 低效率)。
[0047] 感应功率接收器3包括接收器谐振电路15。接收器谐振电路包括接收线圈16W及 一个或多个调谐元件17(诸如接收器电容）。接收线圈与接收器电容可W并联或串联连接W 形成谐振电路。可W期望在接收器谐振电路中包括额外的电感器和/或电容器(未示出）。接 收器谐振电路将具有对应的谐振频率。在具体实施例中，接收器谐振电路将被配置成使得 其谐振频率实质上匹配发送器谐振电路6的谐振频率或发送线圈7的频率。
[0048] 为了简单，感应功率接收器3被示出为具有一个接收器谐振电路15。然而，可W存 在多个接收器谐振电路。例如，在一些便携式设备中可W存在位于便携式设备的不同部件 上的接收线圈。运样的接收器谐振电路可W全部连接至同一接收器电路18,或者它们可W 各自与相关联的接收器电路连接。可W选择性地使能接收器谐振电路和/或接收线圈中的 每个或一些。
[0049] 如上所述，接收器谐振电路15连接至接收器电路18。运样的接收器电路包括感应 功率接收器3的操作可能必须的任何电路。例如，接收电路可W被配置成将诱生电流转变成 适合负载14的形式。在不限制接收器电路的范围的情况下，接收器电路可W包括整流器、调 节器、平流电路(smoothing Circuit)和控制电路。
[0050] 图1还示出了感应功率接收器3之内的接收器控制器19。接收器控制器可W连接至 感应功率接收器的各个部件。接收器控制器可W被配置成从感应功率接收器的部件接收输 入并产生控制各个部件的操作的输出。接收器控制器可W被实施为单个单元或者分离单 元。接收器控制器可W为被编程来根据感应功率接收器的需求而执行不同的计算任务的可 编程逻辑控制器或类似控制器。接收器控制器可W被配置成根据感应功率接收器的性能 (包括例如:功率流(如下面将更详细地描述的）、调谐、选择性使能接收线圈和/或通信(如 下面将更详细地描述的））来控制感应功率接收器的各个方面。
[0051] 图1还示出了感应功率接收器3之内的接收器禪合电路20。接收器禪合电路可W与 接收器谐振电路15电位隔离。接收器禪合电路包括禪合线圈或功率流控制线圈21W及可变 阻抗22。接收器禪合线圈被配置成使得其磁禪合至接收线圈16。如下面将更详细地描述的， 接收器控制器19控制接收器禪合电路来影响由接收器谐振电路接收的功率(从而调节提供 给负载14的功率和/或调节由发送器看到的例如，用于发送器与接收器之间的IPT通信的反 射阻抗）。在另一实施例中，接收器禪合电路可W用来调节可W用于通信目的的反射阻抗。 在存在多于一个接收器谐振电路和/或多于一个接收线圈的实施例中，可W包括与每个接 收器谐振电路和/或接收线圈相关联的接收器禪合电路。
[0052] 此外，感应功率接收器3可W包括导磁元件或导磁忍23。导磁忍与接收线圈16相关 联。通过引入导磁忍，可W改善接收线圈16与发送线圈7之间的禪合，运进而可W改善功率 传输。导磁忍可W由铁氧体材料制成。导磁忍的尺寸和形状将取决于接收线圈和感应功率 接收器的具体几何结构和要求。例如，在接收线圈为平面的一个实施例中，导磁忍可W被放 置为使得其在接收线圈之下。在另一实施例中，接收线圈可W围绕导磁忍自身绕缠。在又一 实施例中，导磁忍可W被配置成改善接收线圈与接收器禪合电路20的禪合线圈21之间的磁 禪合。
[0053] 在大概地讨论图1的IPT系统1之后，现在分别来看感应功率发送器2和感应功率接 收器3的禪合电路10和20是有帮助的。如上所指出的，禪合电路被配置成影响由发送器谐振 电路6发送的功率或由接收器谐振电路15接收的功率。下面将更详细地描述各种情况。
[0054] 发送器禪合电路10包括可变阻抗12和禪合线圈11。禪合线圈磁禪合至发送线圈7。 运样的磁禪合可W通过将禪合线圈和发送线圈配置成极为贴近或共享导磁忍13来实现。也 就是说，发送线圈与禪合线圈紧紧地禪合。禪合电路可W包括与禪合线圈串联和/或并联连 接的额外电感器。在优选实施例中，禪合线圈可W形成非谐振电路。在另一实施例中，禪合 电路可W为谐振电路，且可W包括与禪合线圈串联和/或并联连接的额外电容器。可变阻抗 被控制W改变禪合线圈两端的阻抗，从而改变流经禪合线圈的电流。从下面的描述将理解 的是，可变阻抗被配置成通过允许电流流动或限制电流流动来改变电流。也就是说，由可变 阻抗提供的阻抗的量可W从零阻抗向无限阻抗变化(例如，可变阻抗可W为按照开关模式 操作的开关）。然而，可能的是：由可变阻抗提供的阻抗的量可W在一系列阻抗上变化W在 一个范围上改变流动的电流的量(例如，可变阻抗可W为按照线性模式操作的开关）。本领 域技术人员将认识到，对于具有一系列阻抗的可变阻抗可W如何配置发送器2,且本发明不 受限于此方面。
[0055] 例如，可变阻抗可W为AC开关。本领域技术人员将认识到，可W使用很多类型的AC 开关，且本发明不受限于此方面。可变阻抗适当地连接至发送器控制器9,使得发送器控制 器能够控制可变阻抗。
[0056] 例如，当可变阻抗12关断时，可变阻抗将在禪合线圈11两端呈现无限阻抗。因此， 将无电流在禪合线圈中流动（即，电流流动将被限制），且禪合线圈将对发送线圈7无影响。 因此，发送器谐振电路6将在其谐振频率处正常工作。
[0057] 此外，当可变阻抗12接通时，可变阻抗将在禪合线圈11两端呈现零阻抗。因此，电 流将能够在禪合线圈中流动，且禪合线圈将对发送线圈7呈现低阻抗路径。本质上，运将改 变发送线圈的有效电感，进而运使发送器谐振电路6从其谐振频率处工作解谐(de-化ne)。 因此，更少的功率从发送器谐振电路感应地传输给接收器谐振电路15W递送给负载14。将 认识到的是，功率下降的量（即，当可变阻抗接通时）取决于发送器谐振电路和发送器禪合 电路中的组件的相对容量/尺寸W及发送线圈与禪合线圈之间的禪合度。
[0058] 因此，如果负载14需要更多的功率，则可W关断可变阻抗12,而如果负载需要更少 的功率，则可W接通可变阻抗。为了判断什么时候应当关断和接通可变阻抗，发送器控制器 9判断负载的功率需求，并相应地控制可变阻抗。在一个实施例中，发送器控制器与感应功 率接收器3通信，感应功率接收器3可W将负载信息传送给感应功率发送器2。在另一实施例 中，发送器控制器可W能够间接地基于由发送器谐振电路6吸收的功率来估算负载的功率 需求。
[0059] 如果保持可变阻抗关断，则提供给负载14的功率将是某个最大值。如果保持可变 阻抗接通，则提供给负载的功率将为第二值。因此，通过调节可变阻抗接通和可变阻抗关断 的时间比例，可W在第一值与第二值之间的范围中调节提供给负载的功率。
[0060] 在一个实施例中，发送器控制器9可W使用脉冲宽度调制（PWM)来控制可变阻抗 12。提供给可变阻抗的PWM控制信号的占空比可W根据负载的功率需求来调节。在另一实施 例中，发送器控制器可W使用动态周期控制来控制可变阻抗接通的周期数W及控制可变阻 抗关断的周期数。在又一实施例中，发送器控制器可W使用起停式(bang-bang)控制而响应 于负载的功率需求来直接控制可变阻抗。控制发送器禪合电路10的运些方法将在下面关于 图2的感应功率接收器3来更详细地讨论，且本领域技术人员将认识到可W如何来调节运些 W在感应功率发送器2的环境中工作。
[0061] 在另一实施例中，发送器禪合电路10可W用来将发送器谐振电路6调谐至谐振频 率或某个其他目标频率。在此实施例中，发送器禪合电路不用来调节给负载14的功率，而是 用来保证从感应功率发送器2至感应功率接收器3的最优功率传输。因此，感应功率发送器 和/或感应功率接收器可W包括用于调节提供给负载的功率的一些其他方式。
[0062] 在又一实施例中，发送器禪合电路10可W用来对由发送线圈7产生的交变磁场的 频率（即，发送功率的频率)进行调制。将要认识到的是，在发送器谐振电路6的一些实施例 中（例如，在发送器电路5中的逆变器使用零电压切换来产生AC电流的情况下），工作频率将 取决于发送线圈的电感。发送器禪合电路的可变阻抗12可W被控制来在第一频率与第二频 率之间调节频率。
[0063] 例如，当可变阻抗12关断时，可变阻抗将在禪合线圈11两端呈现无限阻抗。因此， 在禪合线圈中将无电流流动（即，电流流动将受限），且禪合线圈将对发送线圈7无影响。因 此，发送器谐振电路6将产生具有依赖于发送线圈的电感的第一频率的交变磁场。
[0064] 当可变阻抗12接通时，可变阻抗将在禪合线圈11两端呈现零阻抗。因此，电流将能 够在禪合线圈中流动，且禪合线圈将对发送线圈7呈现低阻抗路径。本质上，运将改变发送 线圈的有效电感。因此，发送器谐振电路将产生具有依赖于发送线圈和禪合线圈的电感的 第二频率的交变磁场。
[0065] W此方式，发送器禪合电路10可W用来对发送功率的频率进行调制。由于此调制 是在两个状态（即，第一频率和第二频率)之间，因此运可W用来将二进制数据信号编码成 发送的功率信号。将认识到，然后运可W用来将数据从感应功率发送器2传送给感应功率接 收器3。发送器控制器9可W适当地配置成根据需要传送的数据信号来控制可变阻抗12。此 夕h感应功率接收器可W包括用来从发送功率解码出数据信号的适当的解调电路。
[0066] 将认识到，第一频率和第二频率的幅度将依赖于发送线圈7和禪合线圈11的电感。 在优选实施例中，感应功率发送器2可W被配置成使得一个频率(即，第一频率或第二频率） 对应于IPT系统1的谐振频率，而另一频率（即，第二频率或第一频率)比谐振频率稍大或稍 小。W此方式，在发送数据时，净功率传输将仅受到最低限度的影响。
[0067] 参见图2,示出了根据关于图1而讨论的感应功率接收器3的具体实施例的感应功 率接收器3。感应功率接收器从感应功率发送器(未示出)感应地接收功率。
[0068] 如关于图1而更详细地讨论的，感应功率接收器3包括接收器谐振电路15。在此实 施例中，接收器谐振电路是具有与接收器电容器17串联连接的接收线圈16的串联谐振。感 应功率接收器还包括接收器电路18。在此实施例中，接收器电路包括用来将来自串联谐振 电路的AC电流转变成提供给负载14的DC电流的整流器24。接收器电路还可W包括DC平流电 容器25。
[0069] 图2的感应功率接收器3还包括接收器禪合电路20。接收器禪合电路包括连接至可 变阻抗22的禪合线圈21。此外，禪合电路可W包括D邱且挡电容器(未示出）。禪合线圈磁禪合 至接收线圈16。运样的磁禪合可W通过将禪合线圈和接收线圈配置成极为贴近或共享导磁 忍23来实现。也就是说，接收线圈与禪合线圈"紧紧"禪合。在一个实施例中，相比于接收线 圈与发送线圈的禪合，禪合线圈与接收线圈可W具有更好的禪合。例如，禪合线圈与接收线 圈之间的禪合系数可W为k =大约0.8,而接收线圈与发送线圈之间的禪合系数可W为k = 大约0.4或更低。在另一实施例中，禪合线圈可W禪合至与接收线圈串联的又一线圈。将认 识到，运将在功率流控制方面给出类似的结果。
[0070] 可变阻抗22被控制W改变禪合线圈21两端的阻抗，从而改变流经禪合线圈的电 流。从下面的描述将理解的是，可变阻抗22可W被配置成通过允许电流流动或限制电流流 动来改变流向禪合线圈21的电流。也就是说，由可变阻抗提供的阻抗的量可W从零阻抗变 化至无限阻抗(例如，可变阻抗可W为按照开关模式工作的开关）。然而，可能的是，由可变 阻抗提供的阻抗的量可W在一系列阻抗上变化W在一个范围之内改变流动的电流的量(例 如，可变阻抗可W为按照线性模式工作的开关或者在单个周期中始终接通和/或关断的开 关，而呈现零与无限之间的阻抗）。本领域技术人员将认识到，对于具有一系列阻抗的可变 阻抗可W如何配置接收器3,且本发明不受限于此方面。W此方式，禪合电路用来调节递送 给接收器侧上的负载的功率流。
[0071] 可变阻抗22在图2中示出为η沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(M0SFET)的双 向的对。MOSFET的栅极都连接至接收器控制器19的同一输出（VmE)，使得可W同时地接通 或关断M0SFET。如下面将更详细地描述的，接收器控制器被配置成控制可变阻抗（即， M0SFET的栅极)来改变流经禪合线圈21的电流的流动。
[0072] 本领域技术人员将认识到，可W调整本发明来利用可变阻抗的其他配置来工作， 且在采用开关的配置的情况下，可W使用除本文中描述的示例性实施例中图示的半导体开 关之外的开关类型。图3a示出了根据另一实施例的禪合电路35。在此实施例中，禪合线圈21 的输出可W连接至整流器36。然后整流器的DC输出可W通过DC开关37(例如，单个M0SFET) 来切换。该开关通过来自控制器的控制信号（即，Vgate)来驱动，从而改变禪合线圈两端的阻 抗。图3a的禪合电路还示出了与D邱且挡电容器38串联连接的禪合线圈。
[0073] 图3b示出了根据另一实施例的禪合电路39。在此实施例中，可变阻抗22是η沟道 M0SFET开关的双向的对，为了清楚将其称作第一开关40和第二开关41。每个开关通过来自 控制器(未示出）的独立控制信号来驱动，即，第一开关通过Vgi来驱动，而第二开关通过VC2 来驱动。图还示出了分别与第一开关和第二开关相关联的体二极管42和43。将认识到的是， 由于运些体二极管，使得每个开关仅能够改变沿一个方向流经禪合线圈的电流。例如，假定 第二开关41完全接通，当电流i为正时，通过控制第一开关的状态可W改变流经禪合线圈的 电流。然而，当电流为负时，无论第一开关的状态如何，电流都将流经禪合线圈（即，电流将 流经体二极管42,或者如果第一开关40接通则流经第一开关40)。类似地，假定第一开关40 完全接通，当电流i为负时，通过控制第二开关的状态可W改变流经禪合线圈的电流。然而， 当电流为正时，无论第二开关的状态如何，电流都将流经禪合线圈（即，电流将流经体二极 管43,或者如果第二开关41接通则流经第二开关41)。
[0074] 如将关于图4c而讨论的，独立地驱动每个开关使经由第一开关和第二开关W及他 们相关联的体二极管的损失最小。图3b的禪合电路还示出了与D邱且挡电容器38串联连接的 禪合线圈。
[0075] 回到图2的禪合电路20,当可变阻抗22关断（即，"低"信号从接收器控制器19供应 给M0SFET的栅极)时，可变阻抗将在禪合线圈21两端呈现无限阻抗。因此，将无电流在禪合 线圈中流动（即，电流流动将受限），且禪合线圈将对接收线圈16无影响。因此，接收谐振电 路15将在其谐振频率处正常工作。接收器3将从感应功率发送器接收最大功率(具体地，如 果接收器的谐振频率匹配发送器的谐振频率）。因此，可W将最大功率提供给负载14。
[0076] 当可变阻抗22接通（即，"高"信号被供应给M0SFET的栅极）时，可变阻抗将在禪合 线圈21两端呈现零阻抗。因此，电流将能够在禪合线圈中流动。由于电流能够在禪合线圈中 流动，W及由于禪合线圈紧紧禪合至接收线圈，因此在接收线圈中将不会诱生电压。因为在 接收线圈中诱生的任何电压都将在禪合线圈中产生电流W及抵消电压，所W在接收线圈中 将不会诱生电压。此效应的净结果为将无通量进入接收线圈。因此，功率将不会被接收器谐 振电路接收，且功率将不会被提供给负载14。
[0077] 因此，如果负载14需要更多功率，则可W关断可变阻抗22,而如果负载需要更少功 率，则可W接通可变阻抗。为了判断何时应当关断和接通可变阻抗，接收器控制器19可W判 断负载的功率需求并相应地控制可变阻抗。在一个实施例中，接收器控制器可W感测供应 给负载的电压(Vload)，然后可W将该电压与参考电压(Vref)进行比较来判定需要提给更多 还是更少的功率。
[0078] 如果保持可变阻抗22关断，则提供给负载14的功率将为第一值。如果保持可变阻 抗接通，则提供给负载的功率将为第二值。因此，通过调节可变阻抗接通和可变阻抗关断的 时间比例，可W在第一值与第二值之间的范围中调节提供给负载的功率。
[0079] 图4a和图4b示出了根据本发明的不同实施例的与控制接收器禪合电路20(如图2 和图3a中所示）的M0SFET开关相关联的波形。
[0080] 图4a示出了与零电流切换相关联的波形。如果需要提供更少的功率给负载，则接 通开关。如果需要提供更多的功率给负载，则关断开关。然而，为了使开关中的损失最小，控 制器可W被配置成检测经由开关的电流的电流过零，并控制栅极电压，使得开关仅当经由 开关的电流为零时关断。本领域技术人员将认识到，运将需要合适的零电流检测电路。因 此，通过控制开关关断和接通的时间比例，可W调节提供给负载的功率。
[0081] 图4b示出了与起停式控制相关联的波形。除了控制器不检测电流过零W及直接响 应于负载的变化而关断开关之外，起停式控制与W上类似。虽然运简化了控制电路，运可能 导致开关中的不期望的损失。
[0082] 图4c示出与控制图3b中所示的接收器禪合电路的M0SFET开关相关联的波形。在此 实施例中，独立地驱动各个开关。例如，当接通第一开关40时44(例如，Vgi成为"高"），正电流 将在禪合线圈中流动（由通过接收线圈在禪合线圈中诱生的电压导致）。此电流将回到零 45。控制器适当地配置成检测此过零。此过零用来判断流经禪合线圈的电流的相位。然后在 第一延时ti之后接通第二开关41(例如，VG2成为"高"）46。运将导致负电流流经禪合线圈。当 电流再次回到零时，过零47被检测到，且在再次接通第一开关之前施加第二延时t2。如果使 延时变得更长(例如，图4c的波形的区域49中所示的ti'和t2'），则更少的电流将在禪合线圈 中流动，且流动更短的时间。因此，将认识到的是，通过控制延时的长度，控制器可W改变流 经禪合线圈的电流的量，从而可W调节给负载的功率。可W立即施加此延迟（即，分别在图 4c的区域44和45中所示的ti/t2或然而，由于一些控制器可能不能快速检测过零 然后在此时间之内产生合适的输出，因此将认识到的是，可W在检测到过零(从其开始对延 迟计数）之后对若干半周期时施加延时。开关可W被控制使得第一延时与第二延时相等 (即，如图4c中所示，其中，tl = t2,且扣'=*2'）。在可选实施例中，第一延时与第二延时可^ 不同。
[0083] 图4c还示出了关断开关的两种方法。在区域44中所示的第一方法中，在接通第二 开关41之后一些时间时关断第一开关(例如，Vgi成为"低"）。运样的好处在于其使第一开关 关断且电流必须流经体二极管42运期间的时间αι最小。类似地，在接通第一开关40之后一 些时间时关断第二开关41(例如，VG2成为"低"）。运样的好处在于其使第二开关关断且电流 必须流经体二极管43运期间的时间02最小。
[0084] 在区域45中所示的另一方法中，在接通另一开关的同时关断开关。也就是说，在接 通第二开关42时关断第一开关40, W及在接通第一开关40时关断第二开关41。运导致W 50%的占空比、180度异相来操作开关。
[0085] 在另一实施例中，接收器禪合电路可W用来将接收器谐振电路调谐至谐振频率或 某一其他目标频率。在此实施例中，接收器禪合电路不用来调节给负载的功率，而是保证从 感应功率发送器至感应功率接收器的最优功率传输。因此，感应功率发送器和/或感应功率 接收器可W包括用于调节提供给负载的功率的一些其他方式。
[0086] 在又一实施例中，接收器禪合电路可W用来对从接收线圈反射至发送线圈的阻抗 进行调制。可W控制接收器禪合电路的可变阻抗来调节在第一阻抗与第二阻抗之间的反射 阻抗。
[0087] 例如，当可变阻抗关断时，可变阻抗将在禪合线圈两端呈现无限阻抗。因此，在禪 合线圈中将无电流流动（即，电流流动将受限），且禪合线圈将对反射阻抗无影响。因此，接 收线圈将反射第一阻抗。
[0088] 当接通可变阻抗时，可变阻抗将在非谐振线圈两端呈现零阻抗。因此，电流将能够 在禪合线圈中流动，且禪合线圈将防止通量进入接收线圈。因此，接收线圈将反射第二阻 抗。
[0089] W此方式，接收器禪合电路可W用来对反射阻抗进行调制。由于此调制是在两个 状态（即，第一阻抗和第二阻抗)之间，因此运可W用来将二进制数据信号编码成反射阻抗。 将认识到的是，运然后可W用来将数据从感应功率接收器传送给感应功率发送器。接收器 控制器可W适当地配置成根据需要传送的数据信号来控制可变阻抗。此外，感应功率发送 器可W包括用来检测和解码反射阻抗中的数据信号的合适的检测电路。
[0090] 从W上图1至图4c的讨论，禪合电路可W用来调节提供给负载的功率。禪合电路也 可W用来控制由发送器谐振电路发送的功率或由接收器谐振电路接收的功率。禪合电路还 可W用来从感应功率发送器或感应功率接收器传送数据。
[0091] 虽然图1示出了感应功率发送器和感应功率接收器二者中的禪合电路，但是可W 期望使禪合电路仅包括在感应功率发送器或感应功率接收器中。运将取决于IPT系统的具 体实施方式是适于发送器侧功率控制还是接收器侧控制。
[0092] 在IPT系统的一个实施例中，仅感应功率接收器包括禪合电路（即，接收器侧控 制）。对于此实施例，感应功率发送器可W配置有合适的发送线圈，该发送线圈可W为谐振 的或者可W不是谐振的。
[0093] 在另一实施例中，还可W实施功率控制的方法的组合。例如，可W在感应功率发送 器(如上所述）中包括禪合电路W控制从发送器至接收器的功率W及在感应功率接收器中 包括调节器W调节从接收器提供给负载的功率。
[0094] 图5示出了 IPT系统26的又一实施例的代表。该IPT系统包括W上关于图1所讨论的 感应功率发送器2和感应功率接收器3。然而，在此实施例中，感应功率发送器还包括发送器 饱和线圈27和发送器DC源28,而感应功率接收器还包括接收器饱和线圈29和接收器DC源 30 〇
[00M] 发送器DC源28产生DC电流。发送器DC源连接至发送器饱和线圈27。发送器饱和线 圈与导磁忍13相关联。运将取决于导磁忍的具体几何结构。例如，发送器饱和线圈可W围绕 导磁忍绕缠。
[0096]发送器饱和线圈27被配置成当DC电流从发送器DC源28供应给发送器饱和线圈时 影响导磁忍13的饱和。发送器控制器9可W控制发送器DC源来控制供应给发送器饱和线圈 的DC电流。通过控制此DC电流，可W控制导磁忍的饱和。将认识到的是，随着饱和改变，导磁 忍的磁导率也改变。由于发送线圈7与接收线圈16之间的禪合依赖于导磁忍的磁导率，因此 通过控制导磁忍的磁导率，可W控制发送线圈与接收线圈之间的禪合，从而可W控制从发 送器2传输给接收器3的功率。例如，当供应给发送器饱和线圈的DC电流增加时，导磁忍的饱 和也将增加，而磁导率将相应地减小。由于磁导率减小，因此发送线圈与接收线圈之间的禪 合减小。因此，更少的功率将从发送线圈传输给接收线圈，最终更少的功率被提供给负载 14。因此将认识到，通过控制供应给发送器饱和线圈的DC电流，可W调节提供给负载的功 率。
[0097] 在具体实施例中，发送器控制器9可W控制发送器禪合电路12(如上所述)和发送 器DC源28(如上所述)二者来调节提供给负载14的功率。每种功率控制方法可W被配置成给 出不同量的控制精度。例如，发送器控制器可W实现：
[0098] *通过控制发送器禪合电路来粗略调节提供给负载的功率;W及
[0099] *通过控制发送器DC源来精细调节提供给负载的功率。
[0100] 再次参见图5,接收器DC源30产生DC电流。接收器DC源连接至接收器饱和线圈29。 接收器饱和线圈与导磁忍23相关联。运将取决于导磁忍的具体几何结构。例如，接收器饱和 线圈可W围绕导磁忍绕缠。
[0101] 接收器饱和线圈29被配置成当DC电流从接收器DC源30供应给接收器饱和线圈时 影响导磁忍23的饱和。接收器控制器可W控制接收器DC源来控制供应给接收器饱和线圈的 DC电流。通过控制此DC电流，可W控制导磁忍的饱和。将认识到的是，当饱和改变时，导磁忍 的磁导率也改变。由于接收线圈16与发送线圈17之间的禪合依赖于导磁忍的磁导率，因此 通过控制导磁忍的磁导率，可W控制接收线圈与发送线圈之间的禪合，从而可W控制由接 收器3从发送器2接收的功率。例如，当供应给接收器饱和线圈的DC电流增加时，导磁忍的饱 和也将增加，而磁导率将相应地减小。由于磁导率减小，因此接收线圈与发送线圈之间的禪 合减小。因此，接收线圈将从发送线圈接收更少的功率，最终更少的功率被提供给负载14。 因此，将认识到，通过控制供应给接收器饱和线圈的DC电流，可W调节提供给负载的功率。
[0102] 在具体实施例中，接收器控制器19可W控制接收器禪合电路20(如上所述)和接收 器DC源30(如上所述)二者来调节提供给负载14的功率。每种功率控制方法可W被配置成给 出不同量的控制精度。例如，接收器控制器可W实现：
[0103] *通过控制接收器禪合电路来粗略调节提供给负载的功率;W及
[0104] *通过控制接收器DC源来精细调节提供给负载的功率。
[0105] 图6示出了图2的感应功率接收器3的又一实施例，该实施例还包括接收器饱和线 圈29和接收器DC源30。接收线圈16、禪合线圈17和接收器饱和线圈29全部都与导磁忍23相 关联。
[0106] 接收器饱和线圈29连接至接收器DC源30。接收器饱和线圈可W连接至限流电阻器 31。接收器饱和线圈也可W连接至滤波电容器32来滤除可能无意间被接收器饱和线圈拾取 的AC电流。
[0107] 在此具体实施例中，接收器DC源30包括缓冲存储器33和数模转换器(DAC)34。接收 器DC源连接至接收器控制器19。该控制器被配置成感测提供给负载的电压(Vload)，该电压 然后与参考电压(Vref)进行比较。此信息用来产生用于控制接收器DC源的控制信号。具体 地，DAC用来为缓冲器设置电压电平W提供所需的流经接收器饱和线圈29的DC电流。
[0108] 如果需要提供更多的功率给负载14,则减小供应给接收器饱和线圈29的DC电流。 运将增加导磁忍23的磁导率，并增加由接收器谐振电路13接收的功率。与此相反，如果需要 提供更少的功率给负载，则增加供应给接收器饱和线圈的DC电流。运将减小导磁忍的磁导 率，并减小由接收器谐振电路接收的功率。
[0109] 接收器控制器19可W能够控制接收器禪合电路20和接收器DC源30二者。在具体实 施例中，接收器控制器可W被配置成同时地控制接收器禪合电路和接收器DC源二者。
[0110] 将认识到，虽然图5示出了发送器2和接收器3二者都包括饱和线圈27和29,但是可 W期望仅在感应功率发送器或感应功率接收器中包括饱和线圈。运将取决于IPT系统的具 体实施方式是适于发送器侧功率控制还是接收器侧功率控制。
[0111] 如早先所讨论的，发送器禪合电路10和接收器禪合电路20的禪合线圈11和21被配 置成与相应的发送线圈7和接收线圈16极为贴近W提供紧密禪合。运样的自身的紧密禪合 提供较高的禪合系数k，例如，大于大约0.6。增加禪合系数增加了功率流控制的水平，并提 供了对发送器2和/或接收器3的更有效的操作。通过确保发送线圈和接收线圈W及相关联 的禪合线圈之间的禪合沿线圈较完整且均匀，可W提供增加。图7a至图7c示出了本发明的 增加功率流控制禪合的水平的示例性实施例。
[0112] 在图7a至图7c中，禪合单元35被示出为对应于位于按照常规矩形配置的导磁元件 23上的接收线圈16和禪合线圈21的对。要理解的是，虽然在图7a至图7c中图示了接收器3的 组件，但当在IPT系统中提供了发送器2的类似组件时，该图示和下面的描述也可应用于发 送器2的类似组件。此外，虽然在附图中示出了元件23的常规矩形配置W及线圈16和21的常 规楠圆配置，但是本领域技术人员理解也可应用其他配置和形状。
[0113] 在禪合单元中，线圈16和21被配置为从线股绕缠成线圈形状W各自具有特定应 数。具体地，沿箭头A的方向一起绕缠线圈16和21，使得禪合线圈21的线股与接收线圈16互 相绕缠。W此方式，线圈16与线圈21之间的禪合基本上均匀且完整地沿接收线圈设置，从而 增加了禪合系数。
【申请人】已经发现大于0.8的禪合系数很可能取决于线圈16与线圈21的互 相绕缠方式。例如，可W互相绕缠接收线圈和禪合线圈W在其间提供大于大约0.8的禪合系 数k，W及在之后描述的具体实施例中，互相绕缠接收线圈和禪合线圈W在其间提供大于大 约0.9的禪合系数k。
[0114] 对于互相绕缠的方式，通过同时地绕缠线圈16和21W及在同一位置处开始绕缠线 圈16和21二者（16S和21S)且在同一位置处结束绕缠线圈16和21二者（16F和21F)，使得禪合 系数最大成为可能。此过程通过在导磁元件23中提供槽36(如图7b和图7c中所示）来辅助， 使得线圈的绕缠在线圈的中屯、或内部处开始，并向外周放射或者向线圈的外部放射，而不 增加互相绕缠线圈的总厚度，由此使互相绕缠线圈的形状因子最小，该形状因子对于需要 IPT电路最小化或需要IPT电路为有限尺寸的IPT系统的应用是重要的。
[0115] 绕缠多股线来提供多应线圈是众所周知的。例如，可W绕缠双线线圈（即，具有两 股线)来提供禪合单元35。然而，运样的双线绕缠仅可应用于接收线圈与禪合线圈具有相同 应数的禪合单元。
【申请人】已经发现线圈16与21的不同应数可能更优W均衡与禪合电路20相 关联电路的电压和电流要求。即，特定应数比允许对电路组件值的特定选择W提供预定特 性，诸如功率发送器和/或功率接收器的功率输出、功率损失、效率等。
[0116] 不同的应数比可W通过绕缠不同股线数的多线来提供。例如，接收线圈对禪合线 圈的2:1的应数比可W通过如图8中所示绕缠的Ξ线线圈（即，Ξ股线i、ii和iii)来提供。然 而，在运W及任何其他的多线示例中，必须对特定股线进行互连37W提供要求的应数比，运 使得绕缠过程复杂，且仅整数倍的应数比是可能的。
[0117] 图9a至图化图示了本发明的示例性实施例的绕缠过程的连续步骤，其中，提供了 大约2:1的应数比同时确保接收线圈与禪合线圈基本上均匀和完整的禪合。在此实施例中， 通过使用在高性能铁氧体材料23(例如，MN95)上绕缠150股的0.05mm直径的绞合线股线而 成的线圈来获得大于0.9至大约0.96的禪合系数k，其中，接收器3的功率输出在1.5A的电流 和110K化的工作频率处大约为7.抓。现在将描述示例性绕缠过程。
[0118] 图9a图示了禪合单元的内部形式38。该内部形式可W被设置为不形成最终禪合单 元的一部分的"夹具"元件。可选地，内部形式38可W为铁氧体元件的突出，从而形成最终禪 合单元的一部分。此外，内部形式38被图示为矩形，然而，如早先所述，其他形状也是可能 的。
[0119] 在图9b中，围绕内部形式38从16S开始形成接收线圈股线的"全应"，即，360度。然 后，在禪合线圈从21S开始的情况下形成接收线圈股线和禪合线圈股线二者的"四分之一 应"，即90度（图9c)。要理解的是，16S与21S的相对位置被设置W用于说明的目的，而非代表 例如图化和图7c中所示的实际位置。
[0120] 接下来，如图9d中所示，在接收线圈股线16交叠禪合线圈股线21或反之的情况下 形成两线圈股线的"四分之一应"。交叠的点39a被设置在股线的有限区域中或贯穿股线的 相关联的"应"。此交叠导致禪合线圈股线21与接收线圈股线16相对于内部形式38交换或对 调位置。从进一步示出的绕缠方法步骤将变得明显的是，此相对位置的交换提供基本上均 匀的W所需2:1应数比的两股线的绕缠。此时，相对于起始，接收线圈16具有1.5应，而禪合 线圈21具有0.5应，交叠39a为"半应"，即，180度。可W任意选择交叠的"应"位置，然而，申请 人已经发现使相对股线位置的对调偏离绕缠起始位置和结束位置(例如，在从起始位置开 始"半应"期间进行交叠似及将股线恰当地"封装"或汇聚在一起提供相当紧凑且均匀的线 圈股线缠绕。
[0121] 接下来，形成两线圈股线的"四分之一应"（图9e)，然后形成接收线圈股线16的"全 应"（图9f)。要注意的是，运些步骤为了说明方便而分开说明，且在可能的时候可W根据采 用的封装方式而与图9a至图9p的其他连续步骤中的任意步骤组合，使得绕缠过程可W部分 地或完全地连续执行。从图9f可W看出的是，接收线圈股线16现在再次与禪合线圈股线21 交换相对位置。
[0122] 接下来，如图9g中所示，在接收线圈股线16交叠禪合线圈股线21或反之的情况下， 形成两线圈股线的"四分之一应"。此第二交叠的点39b被设置在股线的有限区域中或贯穿 股线的相关联的"应"。此第二交叠导致禪合线圈股线21再次与接收线圈股线16相对于内部 形式38交换或对调位置。此时，相对于起始，接收线圈16具有3.0应而禪合线圈21具有1.0 应，交叠39b位于"全应"处。可W任意选择第二交叠的"应"位置，然而
【申请人】已经发现，在开 始之后的"全应"期间进行交叠 W及因而在第一交叠之后的"半应"期间进行交叠 W及将股 线封装在一起提供相当紧凑的线圈股线绕缠。
[0123] 接下来，形成两线圈股线的"四分之Ξ应"，即，270度（图化）。然后，形成接收线圈 股线16的"全应"（图9i )，由此再次对调相对股线位置。然后形成两线圈股线的"半应"（图 9j)。
[0124] 接下来，如图9k中所示，在接收线圈股线16交叠禪合线圈股线21或反之的情况下， 形成两线圈股线的"四分之一应"，由此在"半应"期间再次对调相对股线位置。此第Ξ交叠 的点39c被设置在股线的有限区域中或贯穿股线的相关联的"应"。此时，接收线圈16具有 5.5应，而禪合线圈21具有2.5应。
[0125] 接下来，形成两线圈股线的"四分之一应"（图91)，然后形成接收线圈股线16的"全 应"（图9m)。
[0126] 接下来，如图化中所示，在接收线圈股线16交叠禪合线圈股线21或反之的情况下， 形成两线圈股线的"四分之一应"，由此在"全应"期间再次对调相对股线位置。此第四交叠 的点39d被设置在股线的有限区域中或贯穿股线的相关联的"应"。此时，接收线圈16具有 7.0应，而禪合线圈21具有3.0应。
[0127] 接下来，形成两线圈股线的"四分之Ξ应"（图9〇)。然后，形成两线圈股线的"四分 之一应"（图9p)至结束位置16F和21F。此时，接收线圈16具有8.0应，而禪合线圈21具有4.0 应，由此提供最终应数比2:1。
[0128] 上述的绕缠方法是提供2:1的应数比的示例性实施例。可W看出的是，通常遵从步 骤模式，由此可W重复步骤组或块来提供具有具体应用所需的尺寸和配置的线圈的禪合单 元。此外，包括各个股线的应数、交叠/对调的相对位置、相对开始和结束位置、每组步骤重 复的次数等的具体步骤通常可根据期望的配置来选择。例如，下面的表1图示了步骤的重复 模式W提供具有12.0应接收线圈和6.0应禪合线圈、具有90度的股线对调偏离的2:1应数比 的禪合单元：
[0129] 表1
[0130]
[0131]
[0132] 图10示出了ΙΡΤ系统100的又一实施例的代表。ΙΡΤ系统100包括具有与W上关于图 1所讨论的发送器和接收器具有类似功能和操作的组件的感应功率发送器102和感应功率 接收器103。
[0133] 目P，连接至合适的电源104(诸如主电源）的发送器2包括:发送器电路105,具有发 送器的操作可能必须的电路;一个或多个发送器谐振电路106,每个发送器谐振电路连接至 发送器电路105,且包括并联或串联连接至一个或多个调谐元件108(诸如发送器电容器）的 发送线圈107W形成谐振电路(然而，非谐振实施例也可W应用），在该谐振电路中，发送器 线圈107因来自发送器电路105的AC电流供应而产生交变磁场;发送器控制器109,连接至发 送器的各个部件并控制发送器的各个部件；W及与发送线圈107相关联的导磁元件或导磁 忍 113。
[0134] 此外，感应功率接收器103包括:接收器谐振电路115,包括与一个或多个调谐元件 117(诸如接收器电容器)并联或串联连接的接收线圈116W形成具有与发送器谐振电路106 的谐振频率或发送线圈107的频率基本上匹配的谐振频率的谐振电路;接收器电路118,连 接在接收器谐振电路115与负载114之间，且具有接收器的操作可能必须的电路；W及接收 器控制器119,连接至接收器的各个部件且控制接收器的各个部件。然而，在此实施例中，感 应功率接收器103包括与早先描述的实施例的禪合电路不同地配置的接收器禪合电路120。
[0135] 类似于早先的禪合电路，接收器禪合电路120包括禪合线圈或功率流控制线圈121 和可变阻抗122,而不同于早先的禪合电路的是，接收器禪合电路120可W通过包括与禪合 线圈并联的一个或多个调谐元件124(诸如禪合电容器)而成为谐振电路。
[0136] 接收器禪合线圈121磁禪合至接收线圈116。运种磁禪合可W通过将接收器禪合线 圈121与接收线圈116配置成极为贴近和/或共享导磁忍123来实现。在此实施例中，接收线 圈与禪合线圈之间的与早先描述的实施例中的紧密禪合相反的有点"松散"的禪合提供有 效的功率流控制/调节。例如，如果k康示发送线圈107与接收线圈116之间的禪合，k康示发 送器102的发送线圈107与接收器禪合线圈121之间的禪合，W及k3表示接收线圈116与接收 器禪合线圈121之间的禪合。由于两个接收器线圈绕缠早同一忍上且关于发送线圈107具有 相同的物理条件kl = k2。为了维持稳定的控制，k3可W从最大禪合(1.0)至任何大于ki或k2的 值变化，假定如果ki = k2 = 0.5，那么大约0.5 < k3 <大约1.0，其中，ki和k2取决于接收器线圈 相对于发送器线圈的布置，且可W从大约0.1至大约0.8变化。
[0137] 如下面将更详细地描述的，接收器控制器119控制接收器禪合电路来影响由接收 器谐振电路接收的功率(从而调节提供给负载114的功率），或者来调节反射阻抗(例如，用 于发送器与接收器之间的IPT通信）。具体地，并联调谐的禪合线圈形成电流源，W及输出电 压通过偏移相对于主接收器线圈的相位来调节。因为禪合线圈用作电流源，所W此实施例 可W通过使可变阻抗的开关Si和S2的栅极信号交叠来调节该电压。运可W降低另外需要的 用作安全裕度W避免开关同时地工作的"空档时间"（dead time)。开关Si和S2是单向的，诸 如具有体二极管的FET、M0SFET等。
[0138] 图11示出了接收器禪合线圈电路和接收线圈电路。接收器禪合线圈化S2)与电容器 (CS2)并联调谐W形成受控电流源，W及可W对接收线圈化S1)串联或并联调谐而形成给负 载供电的电源。
[0139] 在图12中，比例-积分-微分(PID)控制器判断输出电压误差来产生DC信号。磁禪合 系数kl和k2基本上相等，因此发送(主）线圈和接收(次）线圈W及禪合线圈之间的互感(M) 相等。同时，禪合线圈两端的电压的相位通过合适的比较器来检测，相应地产生与初始相位 具有相同频率的两个斜坡波形，然后运两个斜坡与从PID控制器产生的DC信号进行比较，然 后W图13中所示的方式产生栅极驱动信号。例如，当DC信号(PID控制器的输出）高于斜坡信 号时，栅极信号为高，W及当斜坡信号高于DC信号时，栅极信号为低。对于其他栅极驱动信 号运类似地发生。
[0140] 产生的栅极信号不是彼此反相的，且他们在特定时间期间交叠。产生的栅极信号 与电压的初始相位在相位上有偏移。图13示出Vab作为从Cs巧端测量的Ls2的谐振电路(储能 回路(tank))电压波形的差。当两个开关Si和S2都接通时，谐振电压Vab短路了时间Tsh，W及 当开关中的一个关断时，谐振电压Vab在正常谐振模式中工作(例如，无功率流调节）了时间 Tr。当在Tsh期间两个开关同时地都接通时，开关的体二极管将不会导通，运有助于降低电路 损失。对于高功率要求(即，更高的化Ut)，因为PID控制器允许更多的功率被提供给负载，因 此短路时间减小，W及当负载所需的功率减小时，短路时间增加 W使并联谐振储能回路短 路，使得供应给负载的能量减少。
[0141]图14示出了开关的错位作用如何在等效开路电压与电容器电压波形之间产生相 位偏移。传输的功率可W通过等式(1)来估算，等式(1)示出了 ：
[01创
…
[0143] 其中，θν是禪合线圈的开路电压(V0C2)与Cs巧端电压的基波(Vci)之间的角度。运描 述了在具有给定的幅度和已知相位差的两个有源电压源之间传输的功率的量。传输的功率 依赖于电压幅度和两个电压源之间的相位。对于零相位延迟，电压Vco与Vci之间的相位为 〇°，且最大的功率被传输给负载。而当电压V0C2与Vci之间的相位大于0°时，如等式(1)所给出 的，更少的功率被传输。因此，通过调节此相位延迟，可W控制递送给负载的功率。
[0144] 图15示出了禪合电路的四个不同工作模式(模式1至4)的等效电路。现在来讨论运 些。
[0145] 模式正谐振模式(0<t<ti)，在t = 0处，Si关断而S2接通。在此模式期间，Si 的体二极管化在其端子K处的电压为正(Va>0)时反向偏置，运导致Si两端的电压沿正方向 缓慢增加，而流经其的电流减小至零。实际上，电容器电压VS2与Ls2将像并联谐振储能回路 一样谐振到正的峰值电压W及返回至零。在此工作模式期间，在等式(2)中示出了二阶控制 方程：
[0146]
。）
[0147] 模式2(M2):短路模式(ti<t<t2)，在t = ti处，电容器电压自然地过零。此时，当Si 按照从PID控制器输出与斜坡信号之间的比较而产生的信号来接通。由于S2仍然接通，因此 谐振循环终止，且防止电容器电压沿负方向建立，由此将CS2两端的电压错位为零。运导致Si 和S2在VS2从正电压向负电压改变的点处将VS2错位了时间Tsh。在此模式中，谐振储能回路短 路，且短路电流流经Si和S2。在此模式期间两个体二极管化和化都短路。
[0148] 在此工作模式期间，在等式(3)中示出了一阶控制方程：
[01 例
(3)
[0150] 如果流经禪合线圈的短路电流为isc2 (t) = ISC2S inwt，则用等式(4)来替代：
[0151] 化s2(t) =v〇c2(t) = ω Ls2lsc2 COS ω t (4)
[0152] 流经该电路的最大电流为由等式(5)给出的短路电流：
[0153] ,、 (5)
[0154] 模式3(M3):负谐振模式(t2<t<t3)，在t = t2处，Si接通而S2关断。类似于M1，该电 路像并联谐振储能回路那样工作至负峰值电压并返回至零。在此模式期间，在其端子K处 的电压为正(Vb>0)时反向偏置，运导致S2两端的电压沿负方向缓慢增加，而流经其的电流 减小至零。
[0155] 模式4(M4):短路模式(t3<t<t4)，在t = t3处，类似于M2,电容器电压自然地过零。 此时，当S2按照从PID控制器输出与斜坡信号之间的比较而产生的信号来接通。由于Si仍然 接通，因此谐振循环终止，且防止电容器电压沿正方向建立，由此将CS2两端的电压错位为 零。运导致Si和S2在VS2从负电压向正电压改变的点处将VS2错位了时间Tsh。谐振储能回路短 路，且短路电流流经Si和S2。在此模式期间两个体二极管都短路。在此模式之后，该电路返回 至Ml，并重复切换过程。
[0156] 此实施例可W实现软切换，软切换允许低切换损失、低切换应力和减小的EMI (电 磁干扰)水平。低切换损失可W提供高工作效率。此外，低EMI可W对附近的拾取系统和外部 系统的控制电路提供很少的干扰。
[0157] 本领域技术人员理解，本文中描述的W及在所附权利要求中要求保护的各种实施 例提供有用的发明，至少给公众提供了有用的选择。
[0158] 虽然本发明已经由其实施例的描述示出，W及虽然已经详细描述了实施例，但是
【申请人】的意图不在于限制或W任何方式将所附权利要求的范围限制为运些细节。对于本领 域技术人员，额外的优点和修改将是显而易见的。因此，本发明在其宽泛方面不局限于具体 细节、代表性装置和方法W及示出和描述的说明性示例。相应地，在不脱离
【申请人】的总体发 明构思的精神或范围的情况下，可W偏离运些细节。
【主权项】
1. 一种感应功率传输装置，包括： 谐振电路，具有功率传输线圈和功率传输电容器； 耦合线圈，磁耦合至功率传输线圈； 可变阻抗；以及 控制器，被配置成基于预定标准来确定可变阻抗的阻抗值，包括： 实质上调节提供给负载的功率； 将谐振电路谐振频率实质上调谐至预定频率； 调节与功率传输线圈相关联的磁场的频率;和/或 调节由功率传输线圈反射至对应的耦合功率传输线圈的阻抗。2. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置为用于感应功率传输系统的感应功率接收 器，所述谐振电路是接收器谐振电路，所述功率传输线圈是接收器线圈，所述功率传输电容 器是接收器电容器；以及，所述装置还包括： 用于将功率从接收器谐振电路提供给负载的接收器电路。3. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置是用于感应功率传输系统的感应功率发送 器，所述谐振电路是发送器谐振电路，所述功率传输线圈是发送器线圈，所述功率传输电容 器是发送器电容器；以及，所述装置还包括： 用于将功率从电源提供给发送器谐振电路的发送器电路。4. 如权利要求1所述的装置，其中，耦合线圈和可变阻抗形成非谐振电路。5. 如权利要求4所述的装置，其中，功率传输线圈与功率传输电容器串联连接。6. 如权利要求2所述的装置，其中，接收器电路包括用于将DC功率提供给负载的整流 器。7. 如权利要求1所述的装置，其中，控制器被配置成基于负载的功率需求来确定阻抗 值。8. 如权利要求7所述的装置，其中，控制器被配置成确定可变阻抗改变着流经耦合线圈 的电流的时间比例以调节提供给负载的功率。9. 如权利要求8所述的装置，其中，控制器被配置成使用脉冲宽度调制来控制可变阻抗 改变着流经耦合线圈的电流的时间比例。10. 如权利要求1所述的装置，其中，可变阻抗包括AC开关。11. 如权利要求1所述的装置，还包括与功率传输线圈相关联的导磁芯。12. 如权利要求11所述的装置，其中，功率传输线圈和耦合线圈在导磁芯上互相绕缠。13. 如权利要求12所述的装置，其中，耦合线圈与功率传输线圈互相绕缠，使得贯穿功 率传输线圈的磁耦合实质上均匀。14. 如权利要求13所述的装置，其中，互相绕缠的功率传输线圈和耦合线圈的耦合系数 k大于大约0.8。15. 如权利要求11所述的装置，还包括连接至饱和线圈的DC源，所述饱和线圈被配置成 影响导磁芯的饱和。16. 如权利要求15所述的装置，其中，控制DC源来调节提供给负载的功率。17. 如权利要求14所述的装置，其中，控制可变阻抗来粗略地调节提供给负载的功率， 以及控制DC源来精细地调节提供给负载的功率。18. 如权利要求1所述的装置，其中，由功率传输线圈反射的阻抗上的改变被用于将数 据从功率传输线圈传送给对应的耦合功率传输线圈。19. 如权利要求1所述的装置，其中，磁场频率上的改变被用于将数据从功率传输线圈 传送给对应的耦合功率传输线圈。20. 如权利要求1所述的装置，还包括与耦合线圈并联的调谐电容器。21. 如权利要求20所述的装置，其中，控制器被配置成基于调谐电容器两端的电压与等 效开路电压之间的相位差来调节提供给负载的功率。22. 如权利要求21所述的装置，其中，控制器被配置成在切换循环的一部分中对调谐电 容器钳位，所述一部分确定供应给负载的功率。23. -种用于控制感应功率接收器的方法，包括： 在流经耦合线圈的电流从沿第二方向或第一方向流动变成零之后第一时间段，接通第 一开关； 在流经耦合线圈的电流从沿第一方向或第二方向流动变成零之后第二时间段，接通第 一开关； 在第二开关接通时或者在第二开关接通与流经耦合线圈的电流从沿第二方向流动变 成零之间的某个点处，关断第一开关； 在第一开关接通时或者在第一开关接通与流经耦合线圈的电流从沿第一方向流动变 成零之间的某个点处，关断第二开关；以及 控制第一时间段和第二时间段的持续时间来调节提供给负载的功率。
【文档编号】H02J50/10GK106062906SQ201580005560
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2015年1月22日
【发明人】欧亨尼奥·小西亚·莱西亚斯, 曾俊博, 任赛宁, 丹尼尔·詹姆斯·罗伯森, 迈克尔·娜莎, 罗恩·拉弗·弗洛雷斯卡, 阿如尼姆·库玛, 阿里·阿卜杜勒哈尼
【申请人】鲍尔拜普罗克西有限公司