专利名称：开关电源电路和隔离变换变压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及隔离变换变压器(insolating converter transformer)，还涉及配备有用作各种电子设备中电源的隔离变换变压器的开关电源电路。
人们广泛知道采用开关变换器例如反馈(flyback)变换器或正向(forward)变换器类型的开关电源电路。由于这种开关变换器以矩形波执行其开关操作，所以在抑制开关噪声方面存在局限性。由于其操作特性，在提高功率转换效率方面不可避免有一些限制也是明显的。
针对上述几点，本申请人提出了各种谐振型变换器的开关电源电路。谐振型变换器能容易获得高功率转换效率，并由于开关操作是以正弦波实现的，所以能实现低噪声。也能获得另一个优点，即电路可以由相对较少数量的部件构成。
图7示出了根据本申请人以前提交的发明的示例性开关电源电路结构的电路图。该电源电路配有电压谐振型变换器，所述变换器由一个晶体管的开关元件Q1组成，以单端形式执行其自激开关操作。
在该图所示的电源电路中，设有全波整流电路，该全波整流电路包括充当整流滤波电路的桥式整流电路Di和滤波电容器Ci，用于从商用交变电源(交变输入电压VAC)获得DC输入电压，其中，产生相应于例如交变输入电压VAC的一倍(one-fold)电平的整流及滤波电压Ei。在该整流滤波电路中，涌流限制电阻器Ri插在整流的电流路径中，以便抑制例如电源接通时流入滤波电容器Ci中的涌流。
该电源电路中的电压谐振型开关变换器采纳配有一个晶体管的开关元件Q1的自激结构。在这种情况下，开关元件Q1由高耐压双极型晶体管(BJT结型晶体管)组成。
开关元件Q1的基极经起动电阻器RS连接滤波电容器Ci的正极侧(整流及滤波电压Ei)，使得在起动时从整流滤波线路获得基极电流。用于自激振荡驱动的串联谐振电路由驱动线圈NB、谐振电容器CB和基极电流限制电阻器RB的串联连接电路组成，连接在开关元件Q1的基极和初级侧地之间。
在开关元件Q1关断期间流动的箝位电流路径由插在开关元件Q1的基极和滤波电容器Ci的负极端子(初级侧地)之间的箝位二极管DD形成。同时，开关元件Q1的集电极连接隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端，其发射极接地。
并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的集电极-发射极并联。该并联谐振电容器Cr通过其固有电容和下述隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1构成电压谐振型变换器的初级并联谐振电路。尽管这里省略了详细描述，但由于该并联谐振电路的作用在谐振电容器Cr两端获得的电压Vcp实际上由在开关元件Q1关断期间内的正弦波脉冲组成，使得以电压谐振模式执行操作。
该图中示出的正交控制变压器PRT是饱和电抗器，其中卷绕检测线圈ND、驱动线圈NB和控制线圈NC。该正交变压器PRT用于驱动开关元件Q1和执行恒压控制。
在该正交控制变压器PRT的结构中，尽管未示出，两个具有四个磁路支臂的双U-形铁心形成实心铁心，各磁路支臂的端部互相连接。检测线圈ND和驱动线圈NB围绕实心铁心的两个预定磁路支臂以相同方向卷绕，此外控制线圈NC的卷绕方向与检测线圈ND和驱动线圈NB的卷绕方向正交。
在这种情况下，正交控制变压器PRT的检测线圈ND串联插在滤波电容器Ci的正极端和隔离变换变压器PIT的初级绕组N1之间，使得开关元件Q1的开关输出经初级绕组N1传送到检测线圈ND。在正交控制变压器PRT中，通过变压器耦合在驱动线圈NB中感应检测线圈ND中获得的开关输出，因此在驱动线圈NB中产生作为驱动电压的交变电压。该驱动电压作为来自构成自激振荡驱动电路的串联谐振电路(NB，CB)的驱动电流经基极电流限制电阻器RB发送到开关元件Q1的基极。因此，开关元件Q1以串联谐振电路(NB，CB)的谐振频率所确定的开关频率执行其开关操作。
隔离变换变压器PIT将开关元件的开关输出传送到次级侧。
如图8所示，隔离变换变压器PIT具有EE-形铁心，例如由铁氧体组成的E-形铁心CR1和CR2以其磁路支臂彼此面对的方式彼此合并起来，其初级绕组N1和次级绕组N2(和N2A)利用拼接线圈架B对于EE-形铁心的中间磁路支臂分别以分开状态卷绕。如图所示，中间磁路支臂形成气隙G，从而获得具有所需耦合系数的疏松耦合。
通过将每个E-形铁心CR1和CR2的中间磁路支臂成形得比其两个外部磁路支臂短故形成气隙G。耦合系数设为例如适于实现疏松耦合的k=0．85，于是避免相对饱和的状态。
现在参考
图10和11，描述卷绕隔离变换变压器PIT的拼接线圈架B卷绕的初级绕组N1和次级绕组N2(和N2A)。
图10是初级绕组N1和次级绕组N2(和N2A)通常如何卷绕在拼接线圈架B周围的示意图。
拼接线圈架B具有分别用于卷绕初级绕组N1和次级绕组N2(和N2A)的分开区域。该图表示一个例子，其中，卷绕在拼接线圈架B上的初级绕组N1具有内线圈架绕组宽度K1，卷绕在拼接线圈架B上的次级绕组N2(和N2A)具有内线圈架绕组宽度K2。
在这种情况下，初级绕组N1从预定开始位置N1S以固定方向卷绕。当如此卷绕的初级绕组N1达到内线圈架绕组宽度K1的端部时，它对于前面的初级绕组N1以相反方向卷绕在前面初级绕组N1上。初级绕组N1卷绕预定匝数后以这种方式直至初级绕组N1的结束位置N1E。
图10中，示出了一个典型例子，其中，初级绕组N1的开始位置N1S在拼接线圈架B的中央(下部)并与次级绕组N2隔开最大距离(左侧位置)。初级绕组N1从开始位置N1S卷绕，其方向以向右→向左→向右→…直至拼接线圈架B外部(上部)左侧的结束位置N1E交替变化。
与上述初级绕组N1类似，每个次级绕组N2(和N2A)从预定开始位置N2S始在内线圈架绕组宽度K2内卷绕预定匝数，其方向交替变化。但在这种情况下，形成的次级绕组N2部分用作次级绕组N2A，这将在下文描述，使得次级绕组N2作为中间分接头CT一旦引出，然在其上卷绕次级绕组N2A。
在次级绕组N2A的输出电平例如约为次级绕组N2的输出电平的1／10时，次级绕组N2A的匝数大约为次级绕组N2匝数的1／6至1／10，因此少于5匝。
图10的例子典型地示出了从开始位置N1S卷绕的次级绕组N2作为中间分接头CT在结束位置N2E引出，然后卷绕，作为次级绕组N2A，从其开始位置N2AS直至其结束位置N2AE。
分别从开始位置N1S、N2S和结束位置N1E、N2AE引出的初级绕组N1和次级绕组N2(和N2A)及其中间分接头CT分别固定并焊接到例如设置在拼接线圈架B上表面的预定针形端子P，P…。
如图11所示，卷绕在拼接线圈架B的内线圈架绕组宽度K1内的初级绕组N1和卷绕在内线圈架绕组宽度K2内的次级绕组N2(和N2A)无气隙分布，即处于相互邻接的初级绕组N1彼此接触的状态。
如图所示，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接开关元件Q1的集电极，而其另一端经串联的检测线圈ND连接到滤波电容器Ci的正极端(整流及滤波电压Ei)。
在隔离变换变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2中产生初级绕组N1感应的交变电压。在这种情况下，由于次级并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接，通过次级绕组N2(和N2A)的漏电感L2(和L2A)和次级并联谐振电容器C2的电容形成并联谐振电路。由于该并联谐振电路，得到在次级绕组N2(和N2A)中产生的交变电压作为谐振电压。即，次级侧上的操作以电压谐振模式执行。
具体地说，该电源电路在其初级侧上具有以电压谐振模式执行开关操作的并联谐振电路，在其次级侧上有进行全波整流(电压谐振操作)的另一个并联谐振电路。在本说明书中，如上所述在其初级和次级侧上配备有谐振电路的结构的开关变换器称为“复合谐振型开关变换器”。
在上述形成的次级并联谐振电路中，为次级绕组N2提供中间分接头，整流二极管D01、D02和滤波电容器C01、C02如图所示连接，从而提供由“整流二极管D01和滤波电容器C01”组合而成的第一半波整流电路2，以及由“整流二极管D02和滤波电容器C02”组合而成的第二半波整流电路3。
第一半波整流电路2接收次级并联谐振电路提供的输入谐振电压并产生DC输出电压E01。类似地，第二半波整流电路3接收次级并联谐振电路提供的输入谐振电压并产生DC输出电压E02。
在这种情况下，DC输出电压E01和DC输出电压E02分路并送入控制电路1。在控制电路1中，DC输出电压E01用作检测电压，DC输出电压E02用作控制电路1的工作电压。
在隔离变换变压器PIT中，与初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2和N2A的电感L2和L2A相关的互感M根据初级绕组N1和与整流二极管D0(D01，D02)连接的次级绕组N2和N2A的极性关系(卷绕方向)变成+M或-M。
例如，如果连接处于图9A的状态，互感变为+M。同时，如果连接处于图9B的状态，互感变为-M。
将以上所述应用到图7所示的电源电路的次级操作中，例如当在第一半波整流电路2中在次级绕组N2中获得的交变电压为正时，假设以+M(正向)模式执行对在整流二极管D01中流动的整流电流的操作。而相反地，当在次级绕组N2中获得的交变电压为负时，整流二极管D0截止，使得其中不流过整流的电流。即，在该电源电路中，关于初级绕组N1和次级绕组N2的互感以+M模式进行整流。
在该结构中，向通过初级并联谐振电路和次级并联谐振电路的作用而增大的负载提供功率，使得向负载提供的功率相应增大，于是增强了最大负载功率的提高率。
正如前面参考图8所解释的，由于利用隔离变换变压器PIT中形成的气隙G以所需的耦合系数获得的疏松耦合，造成不易达到饱和状态的改善状况，这样能实现这种与负载状态相对应。例如，在隔离变换变压器PIT中不存在气隙G的情况下，操作很有可能不正常，原因是隔离变换变压器PIT在反馈期间位于其饱和状态，从而使正确执行上述半波整流相当困难。
在控制电路1中，导致在控制线圈NC中流动的控制电流(DC)的电平随次级DC输出电压电平E01的变化而变化，从而通过控制卷绕在正交控制变压器PRT中的驱动绕组NB的电感LB变化。因此，这种作用改变了用于开关元件Q1的包括驱动线圈NB的电感LB形成的自激振荡驱动电路中串联谐振电路的谐振状态。如以下参考图7所描述的，该操作改变开关元件Q1的开关频率，最终稳定次级DC输出电压E01。
图7中，当开关频率变化时，所提供的正交控制变压器PRT结构能通过控制改变驱动线圈NB的电感LB，开关元件Q1的导通时间TON在控制之下改变同时其关断时间TOFF保持固定。即，在该电源电路中，执行恒压控制以在控制下改变开关频率，从而控制与开关输出有关的谐振阻抗，同时执行按开关周期开关元件的导通角控制(PWM控制)。这种复合控制操作以一组控制电路实现。
具体地说，在该电源电路中，从第一半波整流电路2引出的次级DC输出电压E01作为检测电压提供给控制电路1，从而通过控制从隔离变换变压器PIT的次级绕组N2获得的谐振电压电平而改变，于是保持恒定的次级DC输出电压E01。但是，不执行保持恒定的从第二半波整流电路3引出并作为工作电压提供给控制电路1的次级DC输出电压E02的动作。
图12A至12F用图表示出了图7所示电源电路各部分的工作波形，其中原理性地示出了次级输出波形。
图12A至12F中的输出波形是为获得最大负载功率POMAX=217瓦的最佳驱动条件而形成图7电源电路时获得的。在示例性例子中，交变输入电压VAC为100V，隔离变换变压器PIT构造成为获得135V的调节次级DC输出电压E01和15V未调节的次级DC输出电压E02，提供38匝线圈作为次级绕组N2，5匝线圈作为次级绕组N2A。
在这种电路结构中，开关元件Q1通过充当自激振荡驱动电路的串联谐振电路(NB，CB)执行其开关操作，使得通过并联谐振电路的作用在开关元件Q1和并联谐振电容器Cr的并联连接电路两端得到图12A的初级并联谐振Vcp。如图所示，该并联谐振电压Vcp在开关元件Q1导通时间TON期间波形处于零电平，在其关断时间TOFF期间变成正弦波脉冲，相应于以电压谐振模式操作。
开关输出通过开关元件Q1的开／关操作传送到隔离变换变压器PIT的次级侧，使得图12B所示波形的次级谐振电流I2流进隔离变换变压器PIT的次级绕组N2和整流二极管D01的连接端部，由此在该连接端部和次级侧地之间产生图12C所示的次级谐振电压V2波形。
在这种情况下，当图12C的次级谐振电压V2变得比次级DC输出电压E01的电平高时，整流二极管D01导通，使得图12D中所示波形的次级整流电流I3流入整流二极管D01。
同时，在次级绕组N2A两端产生图12E所示波形的次级谐振电压V3。在这种情况下，次级谐振电压V3的波形与图12C所示的次级谐振电压V2的波形类似，两者之间相似系数等于次级绕组N2的总线圈数(38匝)和次级绕组N2A的线圈数(5匝)之比。即，电压V3例如变成次级谐振电压V2的5／38倍。
还是在这种情况下，当次级谐振电压V3变得比次级DC输出电压E02的电平高时，图7所示的整流二极管D02导通，使得次级整流电流I4在图12F中所示周期(6微秒)内流动，其峰值例如为4．5Ap(安-峰值)。
图12C所示的次级谐振电压V2的工作波形如图12E所示的次级谐振电压V3的工作波形相类似，但在整流二极管D01中流动的图I2D的次级整流波形I3与在整流二极管D02中流动的图12F的次级整流波形I4在波形上是彼此不同的。
假设以上所述由卷绕在隔离变换变压器PIT的拼接线圈架B上的次级绕组N2A形成与初级绕组N1和次级绕组N2为疏松耦合状态。正如所提到的，由于次级绕组N2A的匝数小于5，在次级绕组N2A排成直线卷绕在拼接线圈架B的内线圈架绕组宽度K2内的情况下，例如仅在沿内线圈架绕组宽度K2的右侧以局部不平衡状态卷绕次级绕组N2A，如图11所示。
如果如上所述以对于将卷绕次级绕组N2的拼接线圈架B的内线圈架绕组宽度K2以局部不平衡状态卷绕次级绕组N2A，当由未调节的次级DC输出电压E02提供的负载功率超过例如10瓦时，从次级绕组N2A得到的输出电流是叠加在其上的+M操作模式(正向变换操作)和-M操作模式(反馈变换操作)的组合。
结果，次级整流的电流I3叠加在次级整流的电流I4上，所以如图12F所示，次级整流的电流I4的波形变成使得其峰值处于整流二极管D02的半个导通角。
因此，在整流二极管D02产生的热量随在整流二极管D02中流动的次级整流的电流I4的峰值的上升而增大，因此增加了整流二极管D02中的功率损耗，由于发热引起的温度上升而损害了可靠性。
图13图解示出了次级DC输出电压E01和E02及由图7的电源电路中的第二半波整流电路3提供的负载电流IL2之间的关系。
图13中，在为了获得最大负载功率POMAX=217瓦的最佳驱动条件而形成的图7电源电路的情况下，白圈“○”表示的直线表示次级DC输出电压E02和负载电流IL2之间的关系。
在为了获得最大功率POMAX=82瓦的最佳驱动条件而形成的图7电源电路的情况下，由白三角“△”表示的波形表示次级DC输出电压E02和负载电流IL2之间的关系。
从图13明显看出，当在与POMAX=217瓦相应形成的电源电路中负载电流IL2从0安至1．0安变化时，次级DC输出电压E02的电压变化电平△E02变为约6．6伏。
类似地，当在与POMAX=82瓦相应形成的电源电路中负载电流IL2从0安至1．0安变化时，次级DC输出电压E02的电压变化电平△E02变为约6．4伏。即，在任一上述电路结构中，次级DC输出电压E02响应第二半波整流电路3输出的负载电流IL2的变化而大大改变，从而恶化了交叉调节。
所以，在例如12V本机调节器连接第二半波整流电路3的输出端且从该本机调节器获得稳定恒压的结构中，即使在响应负载电流IL2的增大次级DC输出电压E02降低时，也必需将次级DC输出电压E02保持在预定电平之上。但这种情况下，由于负载电流IL2电平降低，次级DC输出电压E02升高，从而响应电压电平的升高增大了本机调节器中的功率损耗。
还是在从第一半波整流电路2引出的次级DC输出电压E01提供的负载的最大负载功率P0出现任何变化的情况下，在从第二半波整流电路3引出的次级DC输出电压E02的电平出现变化。
例如如图13所示，次级DC输出电压E02的电平和负载电流IL2之间的关系根据次级DC输出电压E01提供的负载的最大负载功率是Po=217瓦还是P0=82瓦而不同。这表示次级DC输出电压E02的电平甚至响应连接到调节的次级DC输出电压E01的负载的任何变化而变化，到目前为止，通常次级DC输出电压E02的这种电平变化使交叉调节恶化。
本发明的一个目标是提供一种能够降低次级侧上的功率损耗的开关电源电路以及隔离变换变压器。
为实现上述目标，根据本发明的第一方面，提供一种具有下面的结构的开关电源电路。即，开关电源电路包括一个整流滤波装置用于从输入商业交流电源产生整流滤波的电压并将其作为DC输入电压输出；以及一个隔离变换变压器，其中初级绕组卷绕在它的初级侧上，同时至少一个第一次级绕组和一个其匝数小于预定的匝数的第二次级绕组卷绕在它的次级侧上。变压器在其铁芯中具有一个气隙以对于初级绕组和第一次级绕组获得疏松耦合所需要的耦合系数，并且用于将初级侧输出传送到次级侧。
开关电源电路还包括一个具有开关元件的开关装置，其将DC输入电压经该开关装置的开／关传递到隔离变换变压器的初级绕组；以及一个用于以谐振模式起动开关装置的初级谐振电路。该初级谐振电路至少由包括隔离变换变压器的初级绕组的漏电感部分和初级谐振电容器的电容构成。
开关电源电路还包括由包括隔离变换变压器的一个次级绕组的漏电感部分和次级谐振电容器的电容构成的次级谐振电路，从而形成一个谐振电路，其中次级谐振电容器连接于隔离变换变压器的至少一个次级绕组；还包括这样形成的第一DC输出电压产生装置，其将从第一次级绕组中感应的交变电压获得第一次级DC输出电压；第二DC输出电压产生装置，其形成将从第二次级绕组中感应的交变电压获得第二次级DC输出电压，以及一个恒压控制装置，用于通过根据第一次级DC输出电压的电平而改变开关元件的开关频率来进行第一次级DC输出电压的恒压控制。
在这个结构中，卷绕隔离变换变压器的第二次级绕组以实现对于初级绕组和第一次级绕组的紧密耦合状态。
根据本发明的第二方面，提供一种隔离变换变压器，其包括在它的初级侧上卷绕的初级绕组、在它的次级侧上卷绕的第一次级绕组、其匝数小于预定匝数的第二次级绕组和一个EE形的铁芯，其带有形成在其中央磁路支臂中的气隙从而对于初级绕组和第一次级绕组获得疏松耦合所需要的耦合系数。在这个结构中，第二次级绕组卷绕来实现对于初级绕组和第一次级绕组的紧密耦合状态。
根据上述结构，提供在隔离变换变压器的次级侧上的第二次级绕组以一种方式卷绕，以使得在隔离变换变压器的初级侧上的初级绕组对于在其次级侧上的第一次级绕组之间实现紧密耦合状态。
而且开关电源电路通过使用隔离变换变压器来形成，其中在次级侧上的第二次级绕组的卷绕，使得对于在初级侧上的初级绕组与在次级侧上的第一次级绕组实现紧密耦合状态，从而抑制在第二次级绕组中感应的次级电流的峰值。
这样，可以降低在构成第二DC输出电压产生装置的整流二极管中的功率损耗，并且还防止在整流二极管中的热量产生，最终增强其可靠性。
在隔离变换变压器的次级侧上提供的第二次级绕组与第一次级绕组独立地来形成，并且第二次级绕组以固定的相等的绕组间距卷绕在围绕拼接线圈架卷绕的第一次级绕组的上面或下面部分中，从而甚至在超过10瓦左右的重负载连接于第二DC输出电压产生装置的情况下能提供调节的稳定次级DC输出电压。
而且，在隔离变换变压器的次级侧上的第二次级绕组用第一次级绕组和中间分接头来形成，并且以固定的相等的绕组间距卷绕在围绕拼接线圈架卷绕的第一次级绕组的上面部分中，从而在小于10瓦左右的轻负载连接于第二DC输出电压产生装置时实现调节的稳定次级DC输出电压的传递。
本发明的上述和其它目的、特征和优点从联系附图的下面的描述和附录的权利要求中变得更明显，其中在附图中，相同的部件或元件以相同的参考符号表示。
图1是表示作为本发明的第一实施例的电源电路的结构的示例电路图；图2通常表示隔离变换变压器中的绕组方向；图3是表示第三绕组N3如何卷绕在拼接的线圈架B的图；图4A到4F是表示该实施例的电源电路主要部分的操作的波形图；图5是曲线表示负载电流与从隔离变换变压器的次级侧获得的次级DC输出电压之间的关系图；图6A和6B是通常另一个实施例的隔离变换变压器中的绕组方向；图7是表示根据已有技术的电源电路的结构的电路图；图8是表示隔离变换变压器的结构的截面图；图9A和9B分别是当互感是+M和-M时执行的操作的解释示意图；图10表示图7的通常电源电路中使用的隔离变换变压器的绕组方向；图11表示次级绕组N2A如何卷绕在拼接的线圈架B的示意图；图12A到12F是表示根据已有技术的电源电路中的主要部分的操作的波形图；图13以曲线表示负载电流与从根据已有技术的电源电路中使用的隔离变换变压器的次级侧获得的次级DC输出电压之间的关系。
图1的电路图表示作为本发明的一个优选实施例的电源电路的结构。在该图中，与图7中相应的组成部件以同样的参考序号或符号表示并且省略了对其的解释。
如图1所示的实施例的电源电路，如面具体说明的那样，包括安装有次级绕组N2和第三绕组N3的隔离变换变压器PIT，该次级绕组N2在隔离变换变压器PIT的次级侧上有第一次级绕组，该第三绕组N3与次级绕组N2独立地卷绕并且用作第二次级绕组。
在使用隔离变换变压器PIT的实施例的电源电路中，第三绕组N3、初级绕组N1和次级绕组N2的耦合与在图7的电源电路中使用的隔离变换变压器PIT的次级绕组NA2、初级绕组N1和次级绕组N2的耦合相比可维持在紧密耦合的状态。
因此，在本实施例中，甚至在例如第二半波整流电路3的负载功率大于10瓦时，从隔离变换变压器PIT的第三绕组N3感应的电流而获得的次级电流在+M操作模式(正向变换器操作)中获得，而不受到隔离变换变压器PIT的-M操作模式(反馈变换器操作)的负面影响。这样，如面将说明的那样，可能降低在构成第二半波整流电路3的整流二极管D02中流动的次级整流电流14的峰值。
现在参考图2和3，将给出对卷绕在该实施例的隔离变换变压器PIT的拼接线圈架B上的次级绕组N2和第三绕组N3的解释。
图2通常表示如何将绕组围绕提供在图1的电源电路中的隔离变换变压器PIT的拼接线圈架B卷绕。在该图中，相应于图10中的那些的任何组成部件或区域以相同的参考序号或符号表示，并且省略了对其的重复解释。
在这种情况下，次级绕组N2从它的开始位置N2S以与图10中相同的方式来卷绕。由于次级绕组N2与第三绕组N3独立地来卷绕，可从它的开始位置N2S直到它的端部位置N2E将它卷绕预定的匝数。
并且随与次级绕组N2独立地形成的第三绕组N3卷绕在围绕拼接线圈架B卷绕的次级绕组N2上。
在这种情况下，第三绕组N3从它的开始位置N3S直到它的端部位置N3E卷绕在拼接线圈架B的整个内线圈架绕组宽度K2内，如图3所示。
即，在这个实施例中，形成在次级绕组N2上的第三绕组N3不以对齐的状态卷绕，其中其相邻的绕线处于相互接触状态，如图10所示，但是在第三绕组N3的相邻绕线之间保持固定的相等的绕组间距CP，如图3所示。
这样，在本实施例中，与次级绕组N2独立地形成的第三绕组N3卷绕在次级绕组N2上，其中第三绕组N3卷绕在拼接线圈架B的整个内线圈架绕组宽度K2内，同时保持其相邻线匝之间固定的相等的绕组间距。
由于这种绕线技术，例如与对于图10和11解释的其中次级绕组N2A处于与初级绕组N1和次级绕组N2的疏松耦合的隔离变换变压器PIT相比，该实施例中的第三绕组N3可维持在对于初级绕组N1和次级绕组N2的紧密耦合状态。
图4A到4F是表示安装有图2中的隔离变换变压器PIT的电源电路的各个部分中的工作波形代表性示例，其中主要示出次级输出波形。
图4A到4F所示的输出波形是在图1的电源电路形成来实现按照最大负载功率PoMAX=217瓦的最佳驱动状态的时候获得的。在该示例的情况下，交变输入电压VAC是100伏，类似于前面图12A到12F的情况，隔离变换变压器PIT构成来使得，为获得135V的调节的次级DC输出电压E01和15V的非调节的次级DC输出电压E02，提供33匝线圈作为次级绕组N2，并且提供5匝线圈作为第三绕组N3。
在这种情况下，当开关元件Q1执行它的开关操作时，从开关元件Q1的集电极通过并联谐振电路的作用获得图4A的初级并联谐振电压Vcp。
然后，开关输出通过开关元件Q1的开／关操作传送到隔离变换变压器PIT的次级侧。类似于原来在图12A到12F中表示的波形，在隔离变换变压器PIT的次级绕组N2与整流二极管D01的阳极的连接点处获得图4B所示的次级谐振电流I2的波形，从而图4C的次级谐振电压V2在次级绕组N2两端产生。
在这种情况下，在图4C的次级谐振电压V2超过次级DC输出电压E01的电平时整流二极管D01导通，从而图4D的次级整流电流I3开始流入整流二极管D01。
在第三绕组N3两端产生的次级谐振电压V3具有图4E的波形，并且基本上等于在次级绕组N2A的两端产生的图12E的次级谐振电压V3。
同时，在连接于隔离变换变压器PIT的第三绕组N3的第二半波整流电路3的整流二极管D02中流动的次级整流电流I4具有图4F的波形，其中它的输出持续时间与图12F的次级整流电流I4相比缩短，例如从6微秒到5微秒，并且它的峰值电平降低，例如从4．5到2．5安-峰值。
在这个实施例中，以参考图3已经解释的那样，隔离变换变压器PIT构成来使得与次级绕组N2独立地卷绕在拼接线圈架B上形成的第三绕组N3以固定的相等绕组间距来卷绕，从而在次级绕组N2上其不处于局部不平衡状态，从而第三绕组N3维持在与初级绕组N1和次级绕组N2的紧密耦合状态。因此，在隔离变换变压器PIT的+M操作模式(正向变换器操作)中获得图4F的次级整流电流I4，抑制-M操作模式中的任何负面影响。
结果，通过反馈操作在第三绕组N3中产生的电流降低，并且从而可能降低次级整流电流I4的峰值电流，例如从4．5安到2．5-峰值，该峰值电流是通过反馈操作从整流二极管D02的导通角的面一半中的电流获得的。
因此，在上面的使用这种隔离变换变压器PIT的电源电路的结构中，在整流二极管D02中流动的次级整流电流I4的峰值可抑制，从而降低整流二极管D02中的功率损耗，并且还降低由于整流二极管D02中产生的热量引起的温度升高，从而增强整流二极管D02的可靠性。
在这个实施例中，第三绕组N3与次级绕组N2独立地形成在隔离变换变压器PIT的次级侧上，可能不需要对第二绕组N2抽出中间分接头CT的步骤。也不需要将其焊接到管脚端子P来形成与图10中所示的隔离变换变压器PIT中一样的次级绕组部分N2A，从而实现便于制造过程的另一个优点。
在该实施例的电源电路中，还可能最小化例如从第二半波整流电路3获得的非调节的次级DC输出电压E02的变化。在例如相应于最大负载功率PoMAX=217瓦那样构成电源电路的情况下，如图5所示，在从第二半波整流电路3输出的负载电流IL2从0安改变到1．0安时，次级DC输出电压E02的电压变化水平△E02大约为1．3伏。
类似地，在相应于例如最大负载功率PoMAX=82瓦的情况下形成的电源电路的情况下，在从第二半波整流电路3输出的负载电流IL2从0安改变到1．0安时，次级DC输出电压E02的电压变化水平△E02大约为2．2伏。
从与图13的比较可明显看到，在相应于负载功率PoMAX=217瓦构成电源电路的情况下，在从第二半波整流电路3获得的次级DC输出电压E02的电压变化水平△E大约为5．3伏。并且在相应于负载功率PoMAX=82瓦构成电源电路的情况下，在从第二半波整流电路3获得的次级DC输出电压E02的电压变化水平△E大约为4．2伏。因此，在任何这种电路结构中，从第二半波整流电路3输出的负载电流IL2的变化引起的次级DC输出电压E02的变化可抑制，最终防止交叉调节(cross regulation)恶化。
结果，如果例如12v的本机调节器连接于第二半波整流电路3的输出端时，可以抑制从负载电流IL2的变化引起的次级DC输出电压E02的任何电压电平变化，从而降低由本机调节器中产生的热量引起的功率损耗。并且可能降低对于本机调节器提供的发射器的尺寸。
如图5所示，降低由于连接于该实施例的电源电路中的第一半波整流电路2的负载的最大负载功率(217瓦和82瓦)的差引起的电压电平差，从而次级DC输出电压E02的电平变化可通过连接于调节的次级DC输出电压E01的负载变化而降低。
图6表示绕组通常如何卷绕在另一实施例的隔离变换变压器PIT中。在这个图中，与图2和10中的哪些相应的任何组成部件或区域以相同的参考序号和符号来表示，并且省略对其的描述。
在图6A的隔离变换变压器PIT中，前面所述的图2的隔离变换变压器PIT中的次级绕组N2和第三绕组N3的位置相互替换。在这种结构中，如图所示，第三绕组N3卷绕在拼接线圈架B的中央(下面部分)，并且次级绕组N2卷绕在第三绕组N3上。而且在这种情况下，这样卷绕第三绕组N3使得其相邻的线匝相互间隔开固定的相等绕组间距CP。
在使用这种隔离变换变压器PIT的电源电路的上述结构中，例如次级DC输出电压E02的电压电平可升高，甚至在从次级DC输出端提供的负载电流IL2的变化提高的情况下，还可能抑制次级DC输出电压E02的电平变化。
在一些装置中，存在一种必要性将例如24V的音频输出调节器连接到次级DC输出电压E02。并且在这种音频输出调节器中，负载电流IL2在0安到2安的相对宽的范围中变化。因此，上述结构的隔离变换变压器PIT尤其适合于连接例如音频输出调节器的电路，其中这种调节器中负载电流变化大。
在如图6B所示的隔离变换变压器PIT的次级侧结构中，对于隔离变换变压器PIT的次级绕组N2提供中间分接头CT，与图9的前述的隔离变换变压器PIT中一样。但是，在这种情况下，次级绕组部分N2A以一种方式卷绕在围绕拼接线圈架B的次级绕组N2上，使得其相邻的线匝相互间隔开固定的相等绕组间距CP。即次级绕组部分N2A平均地卷绕在拼接线圈架B的整个内线圈架绕组宽度K2内而没有局部不平衡。
使用这种结构的隔离变换变压器PIT的电源电路特别适合于一种的情况中使用，其中，例如10瓦或更小的轻负载连接于第二半波整流电路3。在这种情况中，在第二半波整流电路3的整流二极管D02中流动的次级整流电流I4的工作波形与图4C所示的波形相同，从而降低次级DC输出电压E02的变化值△E02。
上面提到的实施例代表一种示例性的情况，其中电源电路安装有由它的初级侧上的一个晶体管的开关元件构成的单端电压谐振型开关变换器作为复合谐振型开关变换器。但是，应理解本发明也可适用于交替起动两个晶体管的开关元件的推挽变换器。
在各个上述实施例中，自激电压谐振型变换器提供在初级侧上，但是本发明也可适用于他激结构中，该结构包括例如替代自激振荡驱动器的IC(集成电路)振荡驱动器并且通过这种IC(集成电路)振荡驱动器驱动电压谐振型变换器的开关元件。当采用这种他激结构时，不再需要正交控制变压器PRT。
当如上所述采用他激结构时，可能用两个双极晶体管(BJT)达林顿连接的达林顿电路替代由一个双极晶体管(BJT)构成的开关元件Q。还可能用MOS-FET(MOS场效应晶体管；金属氧化物半导体)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)或SIT(静电感应晶闸管)来替代一个双极晶体管(BJT)构成的开关元件Q。
在使用任何一种这种器件作为开关元件时，尽管未示出，驱动电路的结构可与取代开关元件Q实际使用的器件的特性一致地来修改。例如，在适用MOS-FET作为开关元件的情况下，可采用他激电压驱动结构。
尽管本发明的优选的实施例利用特定的范围进行了说明，这种介绍只是为了说明的目的，应理解在不脱离下面的权利要求的精神和范围的情况下，可进行改变和变化。
权利要求
1．一种开关电源电路，包括一个整流滤波装置，用于从输入商业交流电源产生整流滤波的电压并将其作为DC输入电压输出；以及一个隔离变换变压器，其中初级绕组卷绕在它的初级侧上，同时至少一个第一次级绕组和一个其匝数小于预定的匝数的第二次级绕组卷绕在它的次级侧上，所述变压器在其铁芯中具有一个气隙以对于所述初级绕组和所述第一次级绕组获得疏松耦合所需要的耦合系数，并且用于将初级侧输出传送到次级侧；一个具有开关元件的开关装置，其将DC输入电压经开关装置的开／关传递到所述隔离变换变压器的初级绕组；一个初级谐振电路，用于以谐振模式起动所述开关装置，所述初级谐振电路至少由包括所述隔离变换变压器的初级绕组的漏电感部分和初级谐振电容器的电容构成；一个次级谐振电路，由包括所述隔离变换变压器的一个次级绕组的漏电感部分和所述次级谐振电容器的电容构成，从而形成一个谐振电路，其中所述次级谐振电容器连接于所述隔离变换变压器的至少一个次级绕组；第一DC输出电压产生装置，其形成能从第一次级绕组中感应的交变电压获得第一次级DC输出电压；第二DC输出电压产生装置，其形成能从第二次级绕组中感应的交变电压获得第二次级DC输出电压；以及一个恒压控制装置，用于通过根据第一次级DC输出电压的电平而改变所述开关元件的开关频率而进行第一次级DC输出电压的恒压控制，其中所述隔离变换变压器的第二次级绕组卷绕实现对于所述初级绕组和所述第一次级绕组的紧密耦合状态。
2．根据权利要求1的开关电源电路，其中所述隔离变换变压器的第二次级绕组与第一次级绕组独立地卷绕在拼接线圈架上，其中在初级侧和次级侧上各绕组的卷绕区域是分开的，按这一种方式，在第一次级绕组的上面或下面卷绕的部分中的相邻线匝之间保持固定的相等的绕组间距。
3．根据权利要求1的开关电源电路，其中所述隔离变换变压器的第二次级绕组在其一端经一个分接头连接于第一次级绕组，并且围绕拼接线圈架卷绕，其中在初级侧和次级侧上各绕组的卷绕区域是分开的，按这一种方式，在第一次级绕组的上面卷绕的部分中的相邻线匝之间保持固定的相等的绕组间距。
4．一种隔离变换变压器，其包括一个在它的初级侧上卷绕的初级绕组；一个在它的次级侧上卷绕的第一次级绕组，一个其匝数小于预定数目的第二次级绕组；和一个EE形的铁芯，带有形成在其中央磁路支臂中的气隙，从而对于初级绕组和第一次级绕组获得疏松耦合所需要的耦合系数；其中，所述第二次级绕组卷绕实现对于初级绕组和第一次级绕组的紧密耦合状态。
5．根据权利要求4的隔离变换变压器，其中所述隔离变换变压器的第二次级绕组与第一次级绕组独立地卷绕在拼接线圈架上，其中在初级侧和次级侧上各绕组的卷绕区域是分开的，按这样一种方式在第一次级绕组的上面或下面卷绕的部分中的相邻线匝之间保持固定的相等的绕组间距。
6．根据权利要求4的隔离变换变压器，其中所述隔离变换变压器的第二次级绕组在其一端经一个分接头连接于第一次级绕组并且围绕拼接线圈架卷绕，其中在初级侧和次级侧上各绕组的卷绕区域是分开的，按这样一种方式在第一次级绕组的上面卷绕的部分中的相邻线匝之间保持固定的相等的绕组间距。
全文摘要
本发明提供一种开关电源电路和一种隔离变换变压器,形成于隔离变换变压器的次级侧上的第三绕组以一种方式卷绕,以实现与隔离变换变压器的初级侧上的初级绕组和次级侧上的次级绕组的紧密耦合状态,从而从第二半波整流电路输出的次级电流的峰值利用隔离变换变压器的第三绕组可以降低。
文档编号H02M3/28GK1290991SQ0012843
公开日2001年4月11日 申请日期2000年9月30日 优先权日1999年9月30日
发明者安村昌之 申请人:索尼公司