专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源电路，其安装有一种功率因数提高电路。
先前本发明的申请人已经提出其中的每一个在初级侧上都具有谐振型变换器的各种电源电路，还提出了其它各种电源电路，每一个都具有用于谐振型变换器的功率因数提高电路以实现功率因数的提高。
图6是表示基于先前由本发明的申请人申请的发明的结构的开关电源电路的示例的电路图。电源电路安装一个功率因数提高电路以实现用于自激电压谐振型开关变换器的功率因数的提高。
在如图所示的开关电源电路中，提供有一个共模扼流线圈CMC和跨接电容器CL，它们构成噪声滤波器，以便对交流电源AC除去共模噪声。
交流电源AC由四个二极管组成的桥式整流电路Di全波整流，整流的输出提供用来经功率因数提高电路20对滤波电容器Ci充电。后面将描述功率因数提高电路20的电路结构及其操作。
在该图中，电压谐振型开关变换器具有例如由高耐压双极晶体管组成的开关元件Q1。即这个开关变换器为单端形式。
开关元件Q1的基极经启动电阻器RS连接于滤波电容器Ci的正极端，从而，起动时从整流滤波线路获得基极电流。开关元件Q1的基极还连接于开关驱动电路2。
开关驱动电路2由用于以自激驱动开关元件Q1的自激振荡驱动器和用于通过改变自激振荡驱动器中的振荡频率(即开关频率)而稳定电压的开关频率控制器组成。
在这种开关驱动电路2的特定结构中，如本发明的申请人先前提出的各种电源电路中所看到的那样，自激振荡驱动器由例如谐振电路和检测线圈构成，其中谐振电路由驱动线圈和谐振电容器构成，检测线圈用于把交流电压传送到驱动线圈。尽管未示出，检测线圈实际串联连接于例如初级绕组N1。即，开关元件Q1利用自激振荡驱动器中的谐振电路的谐振输出通过开关转换(switching)而被驱动，并且其谐振频率用作开关频率。
开关频率控制器具有适合于改变谐振频率的结构。为了这一目的，控制变压器PRT提供用来例如改变驱动线圈的电感。在这个控制变压器PRT中，驱动线圈和检测线圈例如是彼此耦合的变压器，并且控制线圈以一种方式卷绕使得其卷绕方向与驱动线圈和检测线圈的卷绕方向不一致。从控制电路1输出的DC控制电流提供给控制线圈。
在控制电路1中，相应于次级侧DC输出电压Eo电平的控制电流提供给控制线圈。在控制变压器PRT中，驱动线圈的电感根据在控制线圈中流动的控制电流的电平而改变。由于驱动线圈的电感这样变化，自激振荡驱动器的谐振频率，即开关频率也受控而改变。
后面将给出关于这种开关频率控制进行的恒压调节作用的具体说明。
开关元件Q1的集电极经隔离变换变压器PIT的初级绕组N1连接于滤波电容器Ci的正极端，其发射极接地。
在这种情况下，箝位二极管DD连接在开关元件Q1的集电极和发射极之间，从而形成用于在开关元件Q1关断时阻尼(demper)电流流经的路径。
第一谐振电容器Cr与讨论中的功率因数提高电路2中的第二谐振电容器Cr1并且主要与隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感一起构成并联谐振电路。由于并联谐振电路的作用，开关元件Q1的开关操作以电压谐振模式进行。在开关元件的关断周期期间，开关元件Q1的集电极与发射极之间的端电压以正弦脉冲波形的形式获得。
隔离变换变压器PIT把开关元件Q1的开关输出传送到次级侧。
如
图12所示，隔离变换变压器PIT具有一个EE形状的铁芯，该铁芯例如由E形状的铁芯CR1和CR2形成，该铁芯例如由铁氧体材料构成并且组合使得其磁路支臂相互面对，并且其初级绕组N1和次级绕组N2分别在分开的状态中使用拼合的绕线架B绕制在EE形状的铁芯的中央磁路支臂上。一个气隙G形成于中央磁路支臂，如图所示，因此，可获得具有所需的耦合系数的松耦合。
气隙G可通过使每个E形状的铁芯CR1和CR2的中央磁路支臂形成得比其它的两个外磁路支臂短而形成。耦合系数k设置为例如k=0．85，该数值适合于获得松耦合，从而，避免达到饱和状态。
隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接于开关元件Q1的集电极，并且初级绕组N1的另一端连接于滤波电容器Ci的正极侧(整流滤波的电压Ei)。
在隔离变换变压器PIT的次级侧上，在次级绕组N2中产生由初级绕组N1感应的交流电压。在这种情况下，由于次级侧并联谐振电容器C2连接于次级绕组N2，由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成一个并联谐振电路。在次级绕组N2中感应的交流电压转换为并联谐振电路中的谐振电压。即，在次级侧上进行电压谐振操作。
更具体地说，该电源电路在初级侧上具有以电压谐振模式进行开关操作的一个并联谐振电路，并且在次级侧上还具有进行整流器电路中的电压谐振操作的另一个并联谐振电路。在本说明书中，一种象上述那样在其初级侧和次级侧上都安装有谐振电路结构的开关变换器称为“复合谐振型开关变换器”。
在以上述方式形成的次级侧并联谐振电路中，对于次级绕组N2提供一个中间抽头，并且还提供一个半波整流器电路，该电路由整流二极管D0和滤波电容器C0构成。这个半波整流器电路接收从次级侧并联谐振电路提供的输入谐振电压并且从其传递DC输出电压Eo。
在隔离变换变压器PIT中，初级绕组N1的电感L1与次级绕组N2的电感L2之间的互感M变为+M或-M，这依赖于初级绕组N1与次级绕组N2的极性(绕组方向)对于整流二极管D0的连接的关系。
例如，如果连接处于图13A所示的状态，那么互感M为+M(正向模式)。而如果连接处于图13B所示的状态，那么互感M为-M(反向(flyback)模式)。
把上述应用于电源电路的次级侧操作。如图6所示，例如，在次级绕组N2处获得的交流电压为正时，假设对流经整流二极管D0的整流的电流的操作以+M模式(正向)进行。即在图6的电源电路中，在每次在次级绕组处获得的交流电压变为正／负时，互感以+M模式(正向)作用。
在这种结构中，由于次级侧并联谐振电路的作用增加向负载提供的功率，从而提供给负载的功率也相应于此而增加，从而增强最大负载功率的提高率(rate)。
这种对负载状态的对应性由于改进状态而实现，其中该改进的状态是不容易达到饱和状态的状态，是由于利用形成在隔离变换变压器PIT中的气隙G达到了需要的耦合系数而导致松耦合引起的，如前面参考图12所解释的那样。例如，在隔离变换变压器PIT中不存在气隙G的情况下，由于隔离变换变压器PIT在反馈期间置于其饱和状态，而使操作异常的可能性很高，从而使得整流正确进行变得相当困难。
在图6的电路中，为恒压控制而改变开关频率，改变开关频率是在控制下进行的，为的是改变开关元件Q1的导通时间而把其关断时间保持固定。即，在这个电源电路中，进行恒压控制来在控制下改变开关频率，从而相对于开关输出而控制谐振阻抗，并且同时还按开关周期进行开关元件的导通角控制(PWM控制)。这种复合控制操作以单组控制电路来实现。
在进行这种开关频率控制中，在次级侧输出电压由于例如负载的降低趋势而增加时，次级侧输出在控制下通过升高开关频率而受到抑制。
通过功率因数提高电路20来提高功率因数。
如图所示，功率因数提高电路20具有由串联连接的扼流线圈Ls和快速恢复(recovery)式二极管D2构成的电路，这些元件插入在桥式整流电路Di的正极输出与滤波电容器Ci的正极端之间。快速恢复二极管D2的阳极连接于扼流线圈Ls，而其阴极连接于滤波电容器Ci的正极端。扼流线圈Ls用作反馈的开关输出的负载，这一点后面说明。
滤波电容器CN与串联连接的扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2并联连接。在这个电路中，扼流线圈Ls和滤波电容器CN构成简正模LC低通滤波器，该滤波器防止任何开关高频噪声流入AC线。
在前述的串联连接的第一并联谐振电容器Cr和第二并联谐振电容器Cr1中的结点(分压点)连接于扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点。
假设将各对应值选择性地设定为第一并联谐振电容器Cr=8200微微法，第二并联谐振电容器Cr1=0．027微法，扼流线圈Ls=75微亨、滤波器电容器CN=1微法。
在这样连接的电路结构的功率因数提高电路20中，在开关元件Q1的开关操作期间关断时获得的谐振脉冲电压Vcp由串联连接的第一并联谐振电容器Cr和第二并联谐振电容器Cr1分压，然后分压的电压以一种方式来施加，使得其反馈到扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点。
当谐振脉冲电压例如为600Vp(伏-峰值)时，通过按照3∶1分压得到的约150Vp的电压反馈到扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点。
在交流输入电压VAC达到它的正的或负的峰值附近时，导通快速恢复二极管D2。此时，具有陡然升高波形的脉冲电流开始经扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2从桥式整流器电路Di的输出端流入滤波电容器Ci以对其充电。
同时，在除交流输入电压VAC达到它的正的或负的峰值附近以外的时期，快速恢复二极管D2根据作为电压V2反馈的谐振脉冲电压而重复它的开关操作。并且在开关操作期间关断快速恢复二极管D2时，并联谐振电流在由第二并联谐振电容器Cr1、扼流线圈Ls和滤波电容器CN构成的电路中流动。同时，在快速恢复二极管D2导通时，高频充电电流从交流输入电压VAC经扼流线圈Ls在滤波电容器Ci中流动。
以这种方式，使用反馈到整流的电流路径的初级侧电压谐振脉冲，要使之在整流的电流路径中流动的电流转换为高频电流，以实现交流作用，因此，扩大了交流输入电流IAC的导通角，因此提高功率因数。
图7用曲线表示了具有图6的结构的电源电路的特性，包括由于负载变化而获得的功率因数的变化，也包括DC输入电压(整流滤波的电压Ei)的变化。这个曲线图代表安装有图6的功率因数提高电路20的电路的特性(实线)与没有安装图6的功率因数提高电路20的电路的特性之间的比较。
根据曲线图，显然在从0瓦到200瓦的负载功率Po的范围内，功率因数PF在安装有图6的功率因数提高电路20的电路结构中比在没有功率因数提高电路20的另一个电路结构中的功率因数PF大大提高。尤其在图6所示的电路中，达到的特性是在负载功率Po为50瓦左右时的功率因数代表它的峰值。
还看到整流滤波电压Ei的电平根据负载功率Po的降低趋向于变高。
图8以曲线表示了功率因数相对于交流输入电压VAC和DC输入电压(整流滤波电压Ei)的变化的改变特性。这个曲线也代表着安装有图6的功率因数提高电路20的电路的特性(实线)与没有安装图6的功率因数提高电路20的电路的特性之间的比较。
如该曲线所示，获得的特性是在根据交流输入电压VAC在80伏到140伏范围中的升高而没有提高功率因数的电路结构中功率因数降低，而在图6的电路中功率因数PF可提高，其中功率因数PF随交流输入电压VAC的升高而提高。
还获得的特性是整流滤波电压Ei随交流输入电压VAC的升高而提高。
图9表示基于本发明的申请人先前提出的发明而构造的开关电源电路的另一示例。在这个电源电路中，也包括一个功率因数提高电路，以实现自激电压谐振型开关变换器的功率因数提高。在这个曲线图中，等效于图6中的那些的任何组成部件以相同的参考序号表示，并且其重复描述省略。
图中所示的电源电路安装有功率因数提高电路21。与前述的图6的功率因数提高电路20相比，这个功率因数提高电路21不同之处在于其中的扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2是相反地连接的。即，快速恢复二极管D2的阳极连接于桥式整流器电路Di的正输出端，而其阴极连接于扼流线圈Ls的一端。同时，扼流线圈Ls的另一端连接于滤波电容器Ci的正极端。经第一并联谐振电容器Cr和第二并联谐振电容器Cr1的分压而得到的谐振脉冲电压Vcp施加到扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点。
在这种电路结构中，在交流输入电压VAC达到它的正的或负的峰值时，导通快速恢复二极管D2，并且具有陡然升高波形的脉冲电流开始经扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2从桥式整流电路Di的输出端流入滤波电容器Ci以对其充电。
在这种情况下，当交流输入电压VAC的绝对值降低到某一电平时暂时关断快速恢复二极管D2，并且此时引起由第二并联谐振电容器Cr1和扼流线圈Ls所组成的并联谐振电路电压谐振。由于这种电压谐振，正弦波脉冲电压叠加在快速恢复二极管D2的阴极电位V2上(分压的谐振脉冲电压)。随后，响应于快速恢复二极管D2的阴极电位V2和阳极电位V1之间的电位差，快速恢复二极管D2重复它的开关操作。使得充电电流在这种开关操作快速恢复二极管D2导通期间从滤波器电容器CN流向滤波电容器Ci。这个性能扩展了交流输入电流IAC的导通角，从而提高了功率因数。
图10曲线表示了具有图9的结构的电源电路的特性，包括由于负载变化而引起的功率因数的改变，也包括DC输入电压(整流滤波的电压Ei)的变化。并且图11曲线表示了功率因数相对于交流输入电压和DC输入电压(整流滤波电压Ei)变化的变化特性。考虑后面给出的描述，这些曲线代表在第二并联谐振电容器Cr1的值设置为0．033微法的一种情况和该常数设置为0．043微法的另一种情况中的特性。
首先，从图10可看出，当负载功率Po基本上处于50瓦到200瓦的实际范围内时功率因数PF保持在0．70以上。考虑整流滤波电压Ei，获得的结果表明电压Ei根据负载功率Po的降低趋向于而升高。
并且根据图11所示的特性，可看出相对于交流输入电压VAC从80伏到140伏范围中的变化，功率因数PF保持在0．7以上，并且整流滤波电压Ei随交流输入电压VAC的升高而提高。
尽管这样功率因数PF通过提供图6或9所示的这样的功率因数提高电路20或21而增大，众所周知，叠加在DC输入电压(整流滤波电压Ei)上的脉动成分(riple compoent)由于其中开关输出反馈给整流的电流路径的功率因数提高电路20或21的电路结构而增加。
例如在图6所示的电路中，叠加在没有功率因数提高电路20的结构中的整流滤波电压Ei上的9．2伏的脉动成分ΔEi，在安装有功率因数提高电路20的结构中增加到35．3伏。尤其，在空载的状态中，脉动成分ΔEi增加到26伏左右。
在图9所示的结构的电路中也得到相同的结果。
现在假设例如在图9的结构中，各个值分别设置为第一并联谐振电容器Cr=8200微微法，第二并联谐振电容器Cr1=0．027微法，扼流线圈Ls=75微亨。则在负载功率Po从25瓦到200瓦的范围内变化时，功率因数PF保持在0．73以上，但是脉动成分ΔEi增加到31．8伏左右。
在图9的电路中，如果第二并联谐振电容器Cr1的值设置为0．033微法或0．043微法，以改变第一并联谐振电容器Cr与第二并联谐振电容器Cr1的分压比，从而调整(降低)电压谐振脉冲的反馈量，那么在Cr1=0．033微法的情况下，脉动成分ΔEi降低到25．3伏，而在Cr1=0．043微法的情况下，脉动成分ΔEi进一步降低到9．1伏。
从而，可能通过降低电压谐振脉冲的反馈量抑制脉动成分ΔEi。但是，如果降低了电压谐振脉冲的反馈量，功率因数PF也降低。例如，这种特性在图10和11中同样表示出来，其中更高的功率因数是在Cr1=0．043微法的情况下而不是在Cr1=0．033微法的情况下获得的。因此，例如在图9的电路中，进行这样的调整以便按极限值Cr1=0．043微法左右抑制波动分量ΔEi并获得实际满意的功率因数PF。关于图6的电路也是这样的。
在图6和9的电路中，DC输入电压(整流滤波电压Ei)的电平随负载功率Po的降低而升高，分别如图7和10所示，并且它的升高率由于脉动成分ΔEi随着接近空载状态进一步提高而变高。这表明电压变化率的升高与负载变化相关。
因此，在AC100伏系统中，用于产生DC输入电压的滤波电容器Ci的所需耐压在没有功率因数提高的情况下是200伏，而在进行功率因数提高的结构中它需要是250伏。而且在AC 200V系统中，在没有功率因数提高的情况下所需耐压是400伏，但是在进行功率因数提高的结构中它需要是500伏。
因而，存在的一个问题是使得滤波电容器Ci在尺寸上变大，最终不能降低电路尺寸并且不能缩减电路成本。
滤波电容器Ci例如由电解电容器构成，并且如果这里使用的电解电容器的选择的耐压具有一个更高的值，而其电容保持不变，则其等效的内部电阻提高，最终也提高了自发产生的热量。因此，由于其长期渐变而导致的电解电容器的恶化程度变大，从而相应地降低了可靠性。
本发明考虑上述的问题而完成。
根据本发明的一方面，提供一种开关电源电路，包括整流滤波装置，用于从输入商用AC电源产生整流滤波电压并把其作为DC输入电压而输出；一个隔离变换变压器(isolating converter trasformer)，具有一个气隙以获得用于松耦合需要的耦合系数并且用来把初级输出传送到次级侧；开关装置，用于把经一个开关元件的DC输入电压的开／关控制而获得的开关输出输出到该隔离变换变压器的初级绕组；和一个初级侧并联谐振电路，用于以电压谐振模式起动该开关装置，其中该谐振电路由至少包括该隔离变换变压器的初级绕组的漏电感部分和并联谐振电容器的电容组成。
开关电源电路还包括功率因数提高装置，以通过把在初级绕组中获得的开关输出反馈到一个整流电流路径而提高功率因数。
开关电源电路还包括次级侧谐振电路，形成在次级侧上并且由隔离变换变压器的次级绕组的漏电感部分和次级侧谐振电容器的电容构成；DC输出电压产生装置，其构成包括次级侧谐振电路并且对从隔离变换变压器的次级绕组获得的输入交流电压整流，从而产生次级侧DC输出电压；和恒压控制装置，用于根据次级侧DC输出电压的电平而进行次级侧DC输出电压的恒压控制。
功率因数提高装置包括用于隔离变换变压器的至少一个第三绕组，这种绕组以一种卷紧初级绕组的方式卷绕；一个谐振电容器，插入到整流电流路径中用于经其电容产生反馈，使开关输出从初级绕组传送到第三绕组；一个开关元件，插入在整流电流路径以根据反馈到电流路径的开关输出来进行开关操作；以及一个插入在整流电流路径中的电感器。
根据上述结构，包括在称为复合谐振型变换器的电源电路中的功率因数提高电路把在隔离变换变压器的初级绕组中获得的开关输出传送到第三绕组，并且然后把开关输出经谐振电容器从第三绕组反馈到整流电流路径。在这个结构中，经第三绕组传送的开关输出用来产生一个周期(period)，在该周期中功率因数提高装置中的由谐振电容器和电感器组成的谐振电路进行其谐振操作。
从下面的参考附图给出的说明中，本发明的上述和其它的特征与优点变得更明显。
图1是表示根据本发明的一个优选实施例的电源电路的示例性结构的电路图。
在该图中的电源电路还安装有具有图12的结构的隔离变换变压器PIT，从而构成复合谐振型变换器。在该图中，与图6和9中的那些等效的任何组成部件以相同的参考序号或符号表示，并且省略对其的重复解释。
在该图中的电源电路中，一个第三绕组N3卷绕在隔离变换变压器PIT的初级侧。在这种情况下，形成的第三绕组N3卷绕初级绕组的始端。第三绕组N3的端部(初级绕组的开始)串联连接于后面将提到的功率因数提高电路10的谐振电容器CA。
该图所示的功率因数提高电路10具有下面的电路结构。
扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2彼此串联连接，从而形成串联连接电路。这个电路插入到桥式整流器电路Di的正输出与滤波电容器Ci的正极端之间。在这种情况下，快速恢复二极管D2的阳极经扼流线圈Ls连接于桥式整流器电路Di的正极端，并且其阴极连接于滤波电容器Ci的正极端。
滤波器电容器CN与串联连接的扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2并联连接。
在这种情况下，还提供一个串联谐振电容器CA。该串联谐振电容器CA插入扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点与第三绕组N3的端部(初级绕组的始端)之间。串联谐振电路至少由串联谐振电容器CA的电容和扼流线圈Ls与第三绕组N3的各自的电感构成。
假设在图1的结构中各个值分别设置为初级绕组N1=45匝、第三绕组N3=4匝、串联谐振电容器CA=0．027微法并且扼流线圈Ls=13微亨。
在这种情况下并联谐振电容器Cr并联连接于开关元件Q1的集电极与发射极之间，并且其电容与隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感组合构成把开关操作转变为电压型谐振的并联谐振电路。
根据这个结构，在开关元件Q1的开关操作的关断期间产生的谐振脉冲电压Vcp经初级绕组N1传送到第三绕组N3。并且，这样传送到第三绕组N3的交流谐振脉冲电压Vcp经串联谐振电容器CA反馈到扼流线圈Ls和快速恢复二极管D2的结点。
图2表示根据电源供电周期代表具有图1的结构的电源电路的主要部分的操作的波形图。该图中所示的操作在交流输入电压VAC=100伏和最大负载功率=200瓦的条件下进行。
假设这里使用的商用电源具有50赫的频率，并且交流输入电压VAC具有其半周期是10毫秒的正弦波形，如图2A所示。并且当整流的电流相应于图2B所示的交流输入电流IAC的流动而从桥式整流器电路Di输出时，快速恢复二极管D2以如下一种方式进行它的开关操作使得导通和关断这种整流电流。
在这个实施例中，快速恢复二极管D2在5毫秒的周期进行它的开关操作，在这个周期期间交流输入电压VAC很高以引起交流输入电流IAC的流动。但是，在另一个交流输入电压VAC很低而不能引起交流输入电流IAC的流动的周期内，快速恢复二极管D2不进行它的开关作用。因此，在快速恢复二极管D2中流动的开关电流ID变得如图2D所示。在交流输入电压VAC很高的一个周期中，引起流入滤波电容器Ci的充电电流经路径滤波器电容器CN→扼流线圈Ls→快速恢复二极管D2而流动。结果，对于图2B所示的交流输入电流IAC的导通角实际扩展了，而实现功率因数的提高。
根据这个操作，快速恢复二极管D2的阴极电位V2转变为具有图2E所示的包络线的交流电压。
关于快速恢复二极管D2的操作，在快速恢复二极管D2的关断周期期间，在由串联谐振电容器CA、扼流线圈Ls、滤波器电容器CN和第三绕组N3(电感L3)构成的串联谐振电路中进行谐振操作，从而流向串联谐振电容器CA的交流电流Ic变为经路径为扼流线圈Ls→滤波器电容器CN→第三绕组N3流动的谐振电流。
另一方面，在快速恢复二极管D2的导通周期期间在串联谐振电路中不进行谐振操作，从而交流电流Ic从快速恢复二极管D2流向第三绕组N3。
根据上述操作，在串联谐振电容器CA中流动的交流电流Ic和在扼流线圈Ls中流动的电流IL分别如图2E和EF所示。获得图2C所示的波形的快速恢复二极管D2的阳极电位V1。
由于上述操作，整流滤波的电压Ei对于任何负载变化的电压变化特性在这个实施例中改进了，这一点后面解释。
图3和4曲线表示对于图1的前述电源电路而获得的实验结果。
在这些图中所示的获得这种实验结果中，操作条件包括负载功率Po=200瓦到0瓦并且交流输入电压VAC=85伏到144伏。
而且在图3和4中，作为比较，表示出安装有图1的功率因数提高电路10的电路结构(功率因数提高)和没有安装有图1的功率因数提高电路10的基本电路结构(功率因数提高)的两个特性。
首先，图3表示在一定条件下负载和功率因数间关系，其中交流输入电压VAC维持在恒定为100伏。
在安装有功率因数提高电路的电路中，如图所示，看到在负载功率Po从50瓦到200瓦的范围内时功率因数PF保持在0．7以上，从而与没有功率因数提高电路的另一电路相比提高更多。这里实现的特性是功率因数PF随负载功率Po的增加而升高。
对于整流滤波电压Ei，与已有技术相比抑制它的陡然升高，其中这种升高可能是由于空载状态中的任何负载功率的变化引起的。在安装有功率因数提高电路的电路中，不管负载功率值如何，滤波电压Ei稳定地比没有安装有功率因数提高电路的电路中高5伏左右。但是，这种电平升高视为是轻微的并且不必要为更高耐压而选择滤波电容器Ci。更具体地说，关于耐压，在带有功率因数提高电路的电路中可能使用等同于在没有功率因数提高电路的电路中所使用的滤波电容器Ci。
在安装有功率因数提高电路的电路中，由于如上所述，整流滤波电压Ei的电平高5伏左右，它的功率变换效率可增大。确认的是当负载功率最大时，功率转变效率增加大约0．3％。
图4表示在负载功率Po维持在恒定为200瓦的某种条件下，功率因数和整流滤波电压Ei与交流输入电压的变化之间关系的特性曲线。
根据这个图看到在安装有功率因数提高电路的电路中，交流输入电压VAC从85伏到144伏的范围内时，功率因数PF保持在0．8以上，从而与没有功率因数提高电路的另一电路相比提高更多。
并且在这个图中还表明，在带有功率因数提高电路的电路中，不管交流输入电压VAC如何变化，整流滤波电压Ei稳定地比没有安装有功率因数提高电路的电路中高5伏左右。
图5是表示作为本发明的另一优选实施例的电源电路的示例性结构的另一电路图。在该图中，与图1中的那些相应的任何组成部件以相同的参考序号或符号表示，并且省略对其的重复解释。
该图所示的功率因数提高电路11包括对商用交流电源AC进行全波整流的桥式整流器电路DiF。构成桥式整流器电路DiF的4个二极管D3，D4，D5和D6都是快速恢复类型。这些二极管D3，D4，D5和D6用作开关元件，用于提高功率因数。
根据在功率因数提高电路中提供桥式整流器电路DiF，扼流线圈Ls1串联插入商用交流电源AC的正极线，并且扼流线圈Ls2串联插入其负极线。这些扼流线圈Ls1和Ls2的电感值选择来使得满足下面的条件，该条件与前面提到的图1的功率因数提高电路10中的扼流线圈Ls的电感值相关。
Ls1=Ls2=Ls／2在功率因数提高电路11中，跨接电容器CL用作例如原来在图1示出的滤波电容器。
提供两个串联谐振电容器CA1和CA2。一个串联谐振电容器CA1插入在第三绕组N3的始端与桥式整流器电路DiF的正极输入端(D3和D5的结点)之间。同时，另一个串联谐振电容器CA2插入在第三绕组N3的始端与桥式整流器电路DiF的负极输入端(D4和D6的结点)之间。
在这个结构中，在开关元件Q1的开关操作的关断期间产生的谐振脉冲电压Vcp从初级绕组N1传送到第三绕组N3。并且，这样传送的谐振脉冲电压Vcp经串联谐振电容器CA1和CA2分别反馈到包括桥式整流器电路DiF的整流电流路径的正负接线。构成桥式整流器电路DiF的二极管D3，D4，D5和D6通过这样反馈的开关输出而切换。由于这个开关操作，交流输入的电流IAC的导通角度扩展，从而提高功率因数。
这个电路的可实现的特性等效于代表前述的实施例的图3和4所示的特性。因此，在这种情况下，不必要对由电解电容器构成的滤波电容器Ci选择更高的耐压能力。
比较图5与图1的电路结构，看到在图5的电路中删除了快速恢复型二极管D2和滤波电容器CN。而且，通过把由快速恢复型二极管D3，D4，D5和D6构成的桥式整流电路DiF模块化而降低了需要的组成部件的数目。
在这种情况下，由于省略了快速恢复型二极管D2，由于快速恢复型二极管D2的功率损失消除。从而与图1的电路相比把功率转换效率增大0．8％左右。相应于此，输入功率也降低1．8瓦左右。
在该图所示的电源电路的次级侧上，次级绕组N2的一端连接于次级侧地，而其另一端经串联连接的串联谐振电容器Cs连接于整流器二极管D01的阳极与整流器二极管D02的阴极之间的结点。整流器二极管D01的阴极连接于滤波电容器C01的正极端，整流器二极管D02的阳极连接于次级侧地。滤波电容器C01的负极端连接于次级侧地。
在这种连接状态中，最终提供一个倍压全波整流器电路，其由串联谐振电容器Cs、整流器二极管D01、D02和滤波电容器C01的组合构成。在这个电路中，串联谐振电容器Cs自身的电容和次级绕组N2的漏电感形成符合整流器二极管D01、D02的开／关作用的串联谐振电路。
即在这个实施例中的电源电路采用复合谐振型开关变换器的结构，该变换器包括在它的初级侧上的并联谐振电路以进行电压谐振模式的开关操作，还包括在它的次级侧上的串联谐振电路以进行倍压全波整流。
通过串联谐振电容器Cs、整流器二极管D01、D02和滤波电容器C01的组合如下进行倍压全波整流。
当由于初级侧上的开关操作而在初级绕组N1中获得开关输出时，在次级绕组N2中感应该开关输出。
在整流器二极管D01关断而整流器二极管D02导通的周期中，以减极性模式进行整流，其中初级绕组N1和次级绕组N2的极性(互感M)变为-M，从而由于次级绕组N2的漏电感和串联谐振电容器Cs引起的串联谐振进行操作，利用整流器二极管D02整流的电流而对串联谐振电容器Cs充电。
在整流器二极管D02关断而整流器二极管D01导通的另一个周期中，以加极性模式进行整流，其中初级绕组N1和次级绕组N2的极性(互感M)变为+M，从而进行操作利用整流器二极管D02整流的电流而对串联谐振状态中的滤波电容器C01充电，其中串联谐振电容器Cs的电位相加到次级绕组N2感应的电压上。
如上所述，通过利用加极性模式(+M正向操作)和减极性模式(-M反向操作)进行整流，因此在滤波电容器C01中获得基本上相应于次级绕组N2中的感应电压两倍的DC输出电压E01。
从而，在图5所示的电路的次级侧上，倍压全波整流通过利用其中互感分别变为+M和-M的操作模式来进行，从而产生次级侧DC输出电压。由初级电流谐振和次级电流谐振引出的电磁能同时提供给负载侧，从而相应于此，提供给负载的功率进一步增加，因此实现最大负载功率的增高。
由于次级侧DC输出电压由倍压全波整流器电路产生，跟着是当获得与倍压全波整流器电路产生的次级侧DC输出电压相等的电平时，在这个实施例中的次级绕组N2的所需匝数可比已有技术中减半。这种线圈匝数的降低带来一些优点实现隔离变换变压器的更小的尺寸、更小的重量和更低的制造成本。
对于复合谐振型开关变换器，本申请人已经建议一种对次级侧并联谐振电路安装有全波整流电路的结构，还提出另一种结构是安装有使用次级侧串联谐振电路的4倍电压整流电路的结构。应理解这些结构可作为这个实施例的修改而提出。更具体地说，这个实施例不仅限制于次级侧谐振电路和整流电路的结构。
在上述的各个实施例中，初级侧电压谐振型变换器采用自激结构，但是本发明也可应用于它激结构。
在后者的情况下，例如，自激振荡驱动器可用IC(集成电路)振荡驱动器取代，并且电压谐振型变换器的开关元件可这个振荡驱动器驱动。
在这种情况下，进行恒压控制，同时根据次级侧输出电压电平改变由振荡驱动器产生的驱动信号的波形。在这种电压控制下，改变驱动信号波形以使其根据次级侧输出电压电平的升高，维持开关元件的关断时间恒定而缩短其导通时间。
当采用这种它激结构时，不需要正交控制变压器PRT。
而且，当如上述那样采用独立的起动结构时，可能用两个按照达林顿连接中的双极晶体管(BJT)构成的达林顿电路代替由1个双极晶体管(BJT)组成的开关元件Q1。还可能用MOS-FET(MOS场效应晶体管；金属氧化物半导体)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)或SIT(静电感应半导体闸流管)代替由1个双极晶体管(BJT)组成的开关元件Q1。通过使用这种达林顿电路和上述装置的任何一种作为开关元件，可提高效率。
根据本发明，如上所述，提供一种具有功率因数提高电路开关电源电路，在它的初级侧上安装有电压谐振变换器并且在它的次级侧上安装有谐振电路的复合谐振型变换器，其中隔离变换变压器具有第三绕组，对该绕组传送初级绕组的输出。在第三绕组的输出反馈到整流的电流路径的路由中提供一个谐振电容器。
这样，通过开关元件的开关操作获得的电压谐振脉冲经谐振电容器从第三绕组反馈到整流的电流路径。并且，开关元件进行它的开关操作以根据反馈到整流电流路径的开关输出导通和关断整流电流，从而提高功率因数。
在本实施例中，谐振电路通过功率因数提高电路中的谐振电容器和电感器的组合而形成，并且在开关元件的关断时间期间，进行谐振电路的谐振，引起谐振电流的流动。
由于这种操作，最终可能抑制在轻负载或空载的状态中的DC输出电压(整流滤波的电压)的升高，从而用于获得DC输出电压的滤波电容器关于其耐压这一点等效于在没有包含用于功率因数提高部分的传统已知电路中使用的滤波电容器。即，滤波电容器需要的耐压不必要由于提供功率因数提高电路而升高。
因此，使得避免滤波电容器尺寸增加，从而防止电路尺寸增大。制造成本也不会增加。而且，可以使由于提高滤波电容器的耐压引起的性能长期缓慢变化(恶化)最小化，从而从这一点看，提高电源电路的可靠性。
在本发明中，用于功率因数提高所需要的组成部件的数目，通过利用包括在整流器电路中的以对商用电源进行整流的二极管作为功率因数提高电路中的开关元件而缩减，从而在抑制制造成本增加方面实现更大的效果，并且还避免了电路尺寸的扩大。另外，由于除整流器电路中的二极管外，不需要提供任何附加的开关元件，功率转变效率也相应地增加了。
权利要求
1．一种开关电源电路，包括整流滤波装置，用于从输入商用AC电源产生整流滤波电压并把其作为DC输入电压输出；一个隔离变换变压器，具有一个气隙以获得用于松耦合需要的耦合系数并且用来把初级输出传送到次级侧；开关装置，用于把利用一个开关元件通过对DC输入电压的开／关控制而获得的开关输出，输出到所述隔离变换变压器的初级绕组；一个初级侧并联谐振电路，用于以电压谐振模式起动所述开关装置，所述谐振电路由至少包括所述隔离变换变压器的初级绕组的漏电感部分和并联谐振电容器的电容组成；用于提高功率因数的功率因数提高装置；一个次级侧谐振电路，形成在次级侧上且由所述隔离变换变压器的次级绕组的漏电感部分和次级侧谐振电容器的电容构成；DC输出电压产生装置，其构成包括所述次级侧谐振电路并且对从所述隔离变换变压器的次级绕组获得的输入交流电压整流从而产生次级侧DC输出电压；和恒压控制装置，用于根据次级侧DC输出电压的电平而进行对次级侧DC输出电压的恒压控制；其中所述功率因数提高装置包括至少一个第三绕组，用于隔离变换变压器，该绕组以一种卷紧初级绕组的方式卷绕；一个谐振电容器，插入到整流电流路径中用于经其电容产生反馈，使开关输出从初级绕组传送到第三绕组；一个开关元件，插入在整流电流路径以根据反馈到电流路径的开关输出来进行开关操作；以及一个插入在整流电流路径中的电感器。
2．根据权利要求1的开关电源电路，其中提供在所述功率因数提高电路中的开关元件是二极管元件，其构成用于所述整流和滤波装置中对商用AC电源整流的整流器电路。
全文摘要
一种具有用于复合谐振型变换器的功率因数提高电路的开关电源电路,其中开关脉冲经串联谐振电容器从卷绕在隔离变换变压器上的第三绕组反馈。并且通过快速恢复型二极管根据反馈输出使整流电流导通和关断,从而实现功率因数的提高。甚至在由于包括串联谐振电容器的串联谐振电路引起快速恢复型二极管关断期间,滤波电容器用谐振电流充电。这种电路通过抑制空载状态中的DC输入电压升高而不需要对初级侧滤波电容器选择更高耐压。
文档编号H02M7/12GK1290993SQ00134299
公开日2001年4月11日 申请日期2000年9月21日 优先权日1999年9月21日
发明者安村昌之 申请人:索尼公司