专利名称：感应电动机的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及能够高精度地控制感应电动机的发生转矩的感应电动机的控制装置。
但是，在该转差频率型向量控制法中，由于在推定二次磁通的运算中需要二次电阻，所以存在着如果二次电阻因发热等而变化，则控制性能恶化这样的问题。
图12是绘制运用转差频率型向量控制方式的现有技术的感应电动机的控制装置中的转矩指令与转矩误差的关系的图。在图12中，横轴是转矩指令，纵轴是转矩误差(＝发生转矩-转矩指令)。图12的上段的图示出旋转速度为3〔rad/s〕时的转矩指令与转矩误差的关系，下段的图示出旋转速度为188〔rad/s〕时的转矩指令与转矩误差的关系。此外，实线示出感应电动机的二次电阻变成1.3倍时的特性，虚线示出感应电动机的二次电阻变成1/1.3倍时的特性。
如图12中所示，在运用转差频率型向量控制方式的现有技术的感应电动机的控制装置中，存在着无论旋转速度如何，如果二次电阻的值变化，则产生转矩误差这样的问题。
此外，虽然提出了在感应电动机的运行中使二次电阻恒定的方法，但是因运行条件而存在着二次电阻的推定值发散等稳定性方面的问题。
为了解决该问题，提出了运用基于感应电动机的一次电流和一次电压和电动机常数来运算推定二次磁通的磁通观测器的感应电动机的控制装置。
例如图13是是表示文献‘与感应电动机的磁通反馈控制等价的转差频率控制’(平成4年电气学会产业应用部门全国大会讲演论文集110(466～471页))中所示的现有技术的感应电动机的控制装置的构成图。
首先，就该现有技术的感应电动机的控制装置的控制原理进行说明，在静止二轴(α-β轴)上所构成的磁通观测器按式(1)、(2)来构成。ddti^αsi^βs=A11i^αsi^βs+A12φ^αrφ^βr+Bvαsvβs+K1i^αs-iαsi^βs-iβs···(1)]]>ddtφ^αrφ^βr=A21i^αsi^βs+A22φ^αrφ^βr+K2i^αs-iαsi^βs-iβs···(2)]]>式中，A11=-(RsσLs+Rr(1-σ)σLr)00-(RsσLs+Rr(1-σ)σLr)]]>A12=MRrσLsLr2PmωmMσLsLr-PmωmMσLsLrMRrσLsLr2]]>A21=MRrLr00MRrLr]]>A22=-RrLr-PmωmPmωm-RrLr]]>1σLs001σLs]]>再者，为了把磁通观测器的极配置成共轭复极或重极，正方矩阵K1、K2由式(3)、式(4)来确定，根据旋转速度来确定k1、k2、k3、k4。K1=k1-k2k2k1···(3)]]>K2=k3-k4k4k3···(4)]]>因此，如果分别把式(1)向旋转二轴(d-q轴)，把式(2)向定子极坐标进行坐标变换，则成为式(5)～(7)。ddti^dsi^qs=A~11i^dsi^qs+MRrσLsLr2-PmωmMσLsLrφ^ds+Bvdsvqs-K1i^ds-idsi^qs-iqs···(5)]]>ddtφ^dr=-RrLrφ^dr+MRrLri^ds-(k3(i^ds-ids)-k4(i^qs-iqs))···(6)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+MRrLri^qsφ^dr-k4(i^ds-ids)+k3(i^qs-iqs)φ^dr···(7)]]>式中，A~11=A11-0-ωω0]]>也就是说，如果基于式(5)～(7)，则与α-β轴上的磁通观测器等价的磁通运算在d-q轴上成为可能。
这里，两个正方矩阵K1、K2运用在静止二轴上设计者。也就是说，由式(3)、式(4)来确定正方矩阵K1、K2，根据旋转速度来确定k1、k2、k3、k4。此时，在K1与K2之间必定成立式(8)的关系。
K1K2＝K2K1… (8)像这样相互可换的矩阵K1、K2的关系称为交换律成立。再者，式(5)～(7)可以像式(9)～(13)那样改写。z1z2=K1i^ds-idsi^qs-iqs···(9)]]>z3z4=K2i^ds-idsi^qs-iqs···(10)]]>ddti^dsi^qs=A~11i^dsi^qs+MRrσLsLr2-PmωmMσLsLrφ^ds+Bvdsvqs-z1z2···(11)]]>ddtφ^dr=-RrLrφ^dr+MRrLri^ds-z3···(12)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+(MRrLri^qs-z4)÷φ^dr···(13)]]>因而，如果基于式(9)～(13)，则以与在静止二轴(α-β轴)上所构成的磁通观测器相同的精度，得到推定二次磁通的相位和振幅是可能的。因而，如果基于该相位分别把d轴电流和q轴电流控制成想要的值，则抑制二次电阻变化引起的控制性能恶化是可能的。
下面就图13中所示的现有技术的感应电动机的控制装置的构成进行说明。该感应电动机1的控制装置包括旋转速度检测器2、电流检测器3、磁通观测器4、控制机构5、放大机构6、以及基于推定二次磁通的相位 把从电流检测器2所得到的一次电流变换到旋转坐标轴(d-q轴)上的坐标变换器7。此外，控制机构5包括电流控制器8和坐标变换器9和PWM逆变器10。
放大机构6包括减法器11、12，和增益运算器13、14。旋转速度检测器2检测感应电动机1的旋转速度ωm，电流检测器3检测感应电动机1的一次电流ius、ivs。
磁通观测器4基于加在感应电动机1上的一次电压指令vds*、vqs*，和从放大机构6所得到的偏差信号z1、z2、z3、z4，来推定感应电动机1的推定二次磁通的振幅 ，推定二次磁通的相位 ，推定一次电流的d轴分量ids、推定一次电流的q轴分量iqs。
控制机构5基于从磁通观测器4所得到的推定二次磁通的相位 来控制加在感应电动机1上的电压，以便一次电流与d-q轴上所给出的想要的电流相一致。也就是说，电流控制器8输出d-q轴上的一次电压指令vds*、vqs*，以便d轴一次电流ids、q轴一次电流iqs分别与d-q轴上所给出的想要的电流(d轴一次电流指令ids*、q轴一次电流指令iqs*)相一致，坐标变换器9基于上述推定二次磁通的相位 来运算三相电压指令vus*、vvs*、vws*。PWM逆变器10基于这些三相电压指令vus*、vvs*、vws*把三相电压vus、vvs、vws加在感应电动机1上。
放大机构6，经由坐标变换器7作为d-q轴上的一次电流得到电流检测器3的输出，基于两个正方矩阵K1、K2对从磁通观测器4所得到的d-q轴上的推定一次电流与上述d-q轴上的一次电流的偏差进行放大，作为偏差信号z1、z2、z3、z4输出。
也就是说，减法器11运算从磁通观测器4所得到的d轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的d轴一次电流ids的偏差 。减法器12运算从磁通观测器4所得到的q轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的q轴一次电流iqs的偏差 。增益运算器13基于式(9)的第1正方矩阵K1来运算偏差信号z1、z2，增益运算器14基于式(10)的第2正方矩阵K2来运算偏差信号z3、z4。再者，由于第1正方矩阵和第2正方矩阵是旋转速度的函数，所以增益运算器13、14成为从旋转速度检测器2所得到的旋转速度的函数。
图14是表示磁通观测器4的内部构成的图。磁通观测器4包括矩阵运算器15～17，增益运算器18～21，积分器22～25，加法器26～30，加减法器31，减法器32～34，以及除法器35。
增益运算器21通过把旋转速度检测器2的输出ωm乘以Pm倍而输出Pm·ωm。增益运算器16输入积分器22的输出 和积分器23的输出 ，基于加法器30的输出ω，来进行式(11)右边第1项的运算。增益运算器17输入积分器24的输出 ，基于增益运算器21的输出P*ωm来进行式(11)右边第2项的运算。增益运算器15输入从控制机构5得到的一次电压指令vds*、vqs*，进行式(11)右边第3项的运算。
由加法器26、27、28、29和减法器33、34来运算式(11)的右边，作为 的微分值输入积分器22、23。积分器22、23分别对上述 的微分值进行积分，输出 增益运算器19输入积分器24的输出 ，进行式(12)右边第1项的运算。增益运算器18输入积分器22的输出 ，进行式(12)右边第2项的运算。加减法器31运算式(12)的右边，作为 的微分值输入到积分器24。积分器24对上述 的微分值进行积分，输出 由增益运算器20和减法器32和除法器35来进行式(13)右边第2项的运算。加法器30运算式(13)的右边，输出 的微分值，也就是ω。积分器25对加法器30的输出ω进行积分，输出 这样一来，磁通观测器4基于从旋转速度检测器2所得到的旋转速度和感应电动机的一次电压指令vds*、vqs*和从放大机构6所得到的偏差信号z1、z2、z3、z4，来运算感应电动机1的推定二次磁通 和感应电动机1的推定一次电流 图15是绘制运用图13和图14中所示的磁通观测器的现有技术的感应电动机的控制装置中的转矩指令与转矩误差的关系的图。在图15中横轴是转矩指令，纵轴是转矩误差(＝发生转矩-转矩指令)。图15的上段的图示出旋转速度为3〔rad/s〕时，下段的图示出为188〔rad/s〕时。此外，实线示出感应电动机1的二次电阻变成1.3倍时的特性，虚线示出感应电动机1的二次电阻变成1/1.3倍时的特性。
把图12与图15进行比较可以看出，与运用转差频率型向量控制方式的感应电动机的控制装置相比，图13和图14中所示的运用磁通观测器的现有技术的感应电动机的控制装置在感应电动机1的运行中不推定二次电阻，在旋转频率为188〔rad/s〕下可以减小转矩误差。
可是，存在着在旋转频率为3〔rad/s〕这样的低速区里，其效果很小这样的问题。这是因为在现有技术的感应电动机的控制装置设计放大机构6的两个正方矩阵K1、K2的场合，由于K1、K2受到相互可换这样的制约，所以无法最佳地抑制电阻等电动机常数误差的影响的缘故。
特别是，电车等电气车辆一般来说在转矩控制下进行驱动，并且在电气车辆的驱动中最需要转矩的场合是起动时和停止时。因而，在速度接近于零的区域里动力运行、再生两者中要求精度高的转矩控制。
此外，在印刷机中，经由多个齿轮连接于电动机。因而，起动时就成了一开始一边以极低的速度旋转，一边慢慢地加速。在该场合，转矩控制的精度变化在速度控制上就成了速度响应变化。如果低速时的转矩控制的精度恶化，则在运行开始时、运行结束时、夏季、冬季等中复现性丧失，产生调整变得困难这样的问题。
为了解决这一问题，根据本发明的感应电动机的控制装置，由于制成具有检测感应电动机的旋转速度的旋转速度检测器，检测上述感应电动机的一次电流的电流检测器，对从磁通观测器所得到的推定一次电流与从上述电流检测器所得到的一次电流的偏差进行放大的放大机构，基于从上述旋转速度检测器所得到的旋转速度和上述感应电动机的一次电压和从上述放大机构所得到的偏差信号来推定上述感应电动机的推定二次磁通和推定一次电流的磁通观测器，以及基于从上述磁通观测器所得到的推定二次磁通来控制对上述感应电动机施加的电压的控制机构，上述放大机构用交换律不成立的两个正方矩阵H1、H2，也就是由各自独立的8要素组成的反馈增益对上述一次电流的偏差进行放大，所以不受把磁通观测器的极配置成共轭复极或重极这样的制约，可以抑制电动机常数误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，是在上述发明中，上述放大机构基于旋转角速度来确定上述反馈增益，所以即使在进行可变速运行的场合，也可以抑制电动机常数误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，是在上述发明中，上述放大机构基于转差角频率来确定上述反馈增益，所以即使在负载转矩变化的场合，也可以抑制电动机常数误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，是在上述发明中，上述放大机构基于旋转角速度和转差角频率两者来确定上述反馈增益，所以即使在进行可变速运行的场合或负载转矩变化的场合，也可以抑制电动机常数误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，是在上述发明中，上述放大机构制成用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>C=c10c200c10c2]]>a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRr
c1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2B2任意矩阵D2任意矩阵ω上述感应电动机的一次角速度ωm上述感应电动机的旋转角速度ωs上述感应电动机的转差角速度Pm上述感应电动机的极对数Rs上述感应电动机的一次电阻值Rr上述感应电动机的二次电阻值Ls上述感应电动机的一次电感值Lr上述感应电动机的二次电感值M上述感应电动机的互感值的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大，所以可以抑制所有的电动机常数误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，由于在上述发明中，上述放大机构制成用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正数的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大，所以可以抑制一次电阻误差和二次电阻误差引起的转矩控制精度的恶化。
根据下一项发明的感应电动机的控制装置，由于在上述发明中，上述放大机构制成用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=0001]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正数的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大，所以可以抑制二次电阻误差引起的转矩控制精度的恶化。
实施发明的具体方式下面参照附图，就根据本发明的感应电动机的控制装置的最佳实施例详细地进行说明。
a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2因此，按式(17)～(19)在d-q轴上构成磁通观测器成为可能。ddtφ^dsφ^qs=a11ω-ωa11φ^dsφ^qs+a1200a12φ^drφ^qr+vdsvqs-H1i^ds-idsi^qs-iqs···(17)]]>ddtφ^drφ^qr=a2100a21φ^dsφ^qs+a22ω-Pmωm-(ω-Pmωm)a22φ^drφ^qrφ^drφ^qr-H2i^ds-idsi^qs-iqs···(18)]]>i^dsi^qs=c100c1φ^dsφ^qs+c200c2φ^drφ^qr···(19)]]>如上所述，在感应电动机运行中一次电阻和二次电阻因为发热等而变化。例如，在Rs、Rr变成(1+k)倍时，式(14)、(15)像式(20)、(21)那样变化。ddtφdsφqs=a11+Δa11ωωa11+Δa11φdsφqs+a12+Δa1200a12+Δa12φdrφqrvdsvqs···(20)]]>ddtφdrφqr=a21+Δa2100a21+Δa21φdsφqs+a22+Δa22ω-Pmωm-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdrφqr···(21)]]>式中，Δa11＝-kζ-1LrRsΔa12＝kζ-1MRsΔa21＝kζ-1MRrΔa22＝-kζ-1LsRr可是，式(20)、(21)可以像式(22)那样改写。ddtφdsφqsφdrφqr=a11+Δa11ωa12+Δa120-ωa11+Δa110a12+Δa12a21+Δa210a22+Δa22ω-Pmωm0a21+Δa21-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+Δa110Δa1200Δa110Δa12Δa210Δa2200Δa210Δa22φdsφqsφdrφqr]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>-kRsidsRsiqsRrLr(φdr-Mids)RrLr(φqr-Miqs)···(22)]]>此外，在感应电动机的向量控制正确地工作的场合，在定常状态下式(23)～(25)成立。iqs=LrRr(ω-Pmωm)ids···(23)]]>φdr＝Mids…(24)φqr＝0 …(25)因此，如果把式(22)代入式(23)～(25)则得到式(26)。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)(-kids)···(26)]]>而且，A、B1、B2、C、D2、w2由式(27)～(32)来定义时，根据式(19)、(26)构成的感应电动机也可以像图1中所示的方框线图那样表达。A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22···(27)]]>B1=10010000···(28)]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)···(29)]]>C=c10c200c10c2···(30)]]>D2=ϵ00ϵ···(31)]]>w2＝-kids…(32)这里ε是十分小的任意正数，w1是任意的变量。在像图1中所示那样描述控制对象的场合，一般来说B2·w2称为状态噪声，D2·w1称为观测噪声。
把从图1的方框线图中所示的系统噪声w1、w2，到磁通观测器的状态推定误差( )的冲击响应的能量减至最小用的放大机构的两个正方矩阵H1、H2由式(33)给出就可以了。其中P是满足称为黎卡提方程式的式(34)的正定的唯一解。H1H2=PCT(D2D2T)-1···(33)]]>PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0···(34)]]>由于该式(34)的A、B2是旋转角速度ωm和一次角频率ω的函数，所以由式(33)所给出的H1、H2也成为旋转角速度ωm和一次角频率ω的函数。
令ω与Pmωm之差为转差角频率ωs时，从式(33)和(34)所得到的H1、H2的要素h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42成为图2中所示的那种函数。
虽然在现有技术的感应电动机的控制装置中，为了把磁通观测器的极配置成共轭复极或重极，正方矩阵K1、K2制成相互可换的，但是如图2中所示，由于成为H1H2≠H2H1，所以在本第1实施例的两个正方矩阵H1、H2之间交换律不成立。
再者，通过把式(18)坐标变换到定子极坐标，式(17)～(19)可以改写成式(35)～(39)。e1e2=H1i^ds-idsi^qs-iqs···(35)]]>e3e4=H2i^ds-idsi^qs-iqs···(36)]]>ddtφ^dsφ^qsφ^dr=a11ωa12-ωa110a210a22φ^dsφ^qsφ^dr+vdsvqs0-e1e2e3···(37)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+a21φ^qs-e4φ^dr···(38)]]>i^dsi^qs=c10c20c10φ^dsφ^qsφ^dr···(39)]]>这里，就作为本发明的第1实施例的感应电动机的控制装置进行说明。图3是表示作为本发明的第1实施例的感应电动机的控制装置的构成的方框图。
在图3中，感应电动机1、旋转速度检测器2、电流检测器3、控制机构5、坐标变换器7、电流控制器8、坐标变换器9、PWM逆变器10与图13中所示的现有技术的感应电动机的控制装置相同。
放大机构6a包括减法器11a、12a和增益运算器13a、14a。此外，磁通观测器4a基于加在感应电动机1上的一次电压指令vds*、vqs*，和从放大机构6a所得到的偏差信号e1、e2、e3、e4，来推定感应电动机的推定二次磁通的振幅 ，推定二次磁通的相位 ，推定一次电流的d轴分量ids、推定一次电流的q轴分量iqs。
放大机构6a，经由坐标变换器7作为d-q轴上的一次电流得到电流检测器3的输出，基于两个正方矩阵H1、H2对从磁通观测器4a所得到的d-q轴上的推定一次电流与上述d-q轴上的一次电流的偏差进行放大，作为偏差信号e1、e2、e3、e4输出。
也就是说，减法器11a运算从磁通观测器4a所得到的d轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的d轴一次电流ids的偏差 减法器12a运算从磁通观测器4a所得到的q轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的q轴一次电流iqs的偏差 ，增益运算器13a基于式(33)的第1正方矩阵H1来运算偏差信号e1、e2，增益运算器14a基于式(33)的第2正方矩阵H2来运算偏差信号e3、e4。
再者，由于第1正方矩阵和第2正方矩阵如图2中所示是旋转速度ωm和转差角频率ωs的函数，所以增益运算器13a、14a成为从旋转速度检测器2所得到的旋转速度ωm和从磁通观测器4a所得到的转差角频率ωs的函数。
图4是表示磁通观测器4a的构成的方框图。磁通观测器4a包括减法器36～39，加法器40～42，积分器43～46，除法器47，增益运算器48、49，以及矩阵运算器50、51。
矩阵运算器50基于后述的角频率ω来进行式(37)右边第1项的矩阵运算。减法器36～38和加法器40、41基于矩阵运算器50的输出和vds*、vqs*、e1～e4来进行式(37)右边的运算，分别把 的微分值输入到积分器43，把 的微分值输入到积分器44，把 的微分值输入到积分器45。积分器43对 的微分值进行积分，作为 输出。积分器44对 的微分值进行积分，作为 输出。积分器45对 的微分值进行积分，作为 输出。
减法器39和增益运算器49和除法器47进行式(38)右边第2项的运算，加法器42通过加算除法器47的输出和增益48的输出，得到式(38)右边，也就是一次角频率ω。再者，除法器47的输出因为相当于一次角频率ω与旋转角频率Pmωm的差分，所以等于转差角频率ωs。积分器46对上述角频率ω进行积分，输出 。矩阵运算器51基于积分器43～45的输出来进行式(39)右边的运算，输出 这样一来，磁通观测器4a基于一次电压指令vds*、vqs*，偏差e1～e4，旋转角速度ωm，输出 ωs。
借此，在本第1实施例中，可以与温度变化无关地，正确地控制感应电动机的输出转矩。
图5是绘制作为本发明的第1实施例的感应电动机的控制装置中的转矩指令与转矩误差的关系的图。在图5中，横轴表示转矩指令，纵轴表示转矩误差(＝发生转矩-转矩指令)。图5的上段的图上段的图示出旋转速度为3〔rad/s〕时，下段的图示出旋转速度为188〔rad/s〕时。此外，实线示出该感应电动机1的一次电阻和二次电阻变成1.3倍时的特性，虚线示出感应电动机1的一次电阻和二次电阻变成1/1.3倍时的特性。
把此图5与图12和图15进行比较可以看出，在本第1实施例中所示的感应电动机的控制装置中，比现有技术的感应电动机的控制装置，不问旋转角速度如何，即使有电阻误差，也可以抑制转矩误差。第2实施例下面就本发明的第2实施例进行说明。虽然在上述第1实施例中，就H1、H2为旋转角速度ωm和转差角频率ωs的函数的场合进行了说明，但是如果假定旋转角速度ωm与转差角频率ωs的关系大体上单值确定的负载，则也可以把H1、H2取为仅旋转角速度ωm的函数。
例如，如果假定一次角频率ω为微小值Δω的负载，则转差角频率像式(40)那样根据旋转角速度ωm单值地确定。
ωs＝Δω-Pmωm… (40)图6是表示式(40)成立时的旋转频率与H1、H2的要素h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的关系的图。如图6中所示，在本第2实施例的两个正方矩阵H1、H2之间交换律不成立。
这样一来，如果假定旋转角速度ωm与转差角频率ωs的关系大体上单值确定的负载，则可以用仅旋转角速度ωm的函数来给出H1、H2，可以削减放大机构的运算量。
图7是表示作为本发明的第2实施例的感应电动机的控制装置的构成的方框图。在图7中，感应电动机1、旋转速度检测器2、电流检测器3、磁通观测器4a、控制机构5、坐标变换器7、电流控制器8、坐标变换器9、以及减法器10与图3中所示的根据第1实施例的感应电动机的控制装置相同。
放大机构6b包括减法器11b、12b和增益运算器13b、14b。放大机构6b，经由坐标变换器7作为d-q轴上的一次电流得到电流检测器3的输出，基于两个正方矩阵H1、H2对从磁通观测器4a所得到的d-q轴上的推定一次电流与上述d-q轴上的一次电流的偏差进行放大，作为偏差信号e1～e4输出。也就是说，减法器11b运算从磁通观测器4a所得到的d轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的d轴一次电流ids的偏差 ，减法器12b运算从磁通观测器4a所得到的q轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的q轴一次电流iqs的偏差 ，增益运算器13b基于第1正方矩阵H1来运算偏差信号e1、e2。增益运算器14b基于第2正方矩阵H2来运算偏差信号e3、e4。
再者，由于第1正方矩阵和第2正方矩阵如图6中所示是旋转角速度的函数，所以增益运算器13b、14b成为从旋转速度检测器2所得到的旋转速度的函数。
图8是绘制作为本发明的第2实施例的感应电动机的控制装置中的转矩指令与转矩误差的关系的图。在图8中，横轴表示转矩指令，纵轴表示转矩误差(＝发生转矩-转矩指令)。此外，图8的上段的图示出旋转速度为3〔rad/s〕时，下段的图示出旋转速度为188〔rad/s〕时。此外，实线示出感应电动机1的一次电阻和二次电阻变成1.3倍时的特性，虚线示出感应电动机的一次电阻和二次电阻变成1/1.3倍时的特性。
把此图8与图12和图15进行比较可以看出，作为本第2实施例的感应电动机的控制装置，现有技术的感应电动机的控制装置相比，不管旋转角速度如何，即使有电阻误差，也可以抑制转矩误差。第3实施例下面就本发明的第3实施例进行说明。虽然在上述第2实施例中，就放大机构6b基于旋转角速度而得到正方矩阵H1、H2者进行了说明，但是也可以代替旋转角速度而基于转差角频率来得到正方矩阵H1、H2，在该场合也可以得到与上述第2实施例同样的效果。
图9是表示作为本发明的第3实施例的感应电动机的控制装置的构成的方框图。在图9中，感应电动机1、旋转速度检测器2、电流检测器3、磁通观测器4a、控制机构5、坐标变换器7、电流控制器8、坐标变换器9、以及减法器10与图3中所示的根据第1实施例的感应电动机的控制装置相同。
放大机构6c包括减法器11c、12c和增益运算器13c、14c。放大机构6c，经由坐标变换器7作为d-q轴上的一次电流得到电流检测器3的输出，基于两个正方矩阵H1、H2对从磁通观测器4a所得到的d-q轴上的推定一次电流与上述d-q轴上的一次电流的偏差进行放大，作为偏差信号e1～e4输出。
也就是说，减法器11c运算从磁通观测器4a所得到的d轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的d轴一次电流ids的偏差 减法器12c运算从磁通观测器4a所得到的q轴推定一次电流 与从坐标变换器7所得到的q轴一次电流iqs的偏差 ，增益运算器13c基于第1正方矩阵H1来运算偏差信号e1、e2。增益运算器14c基于第2正方矩阵H2来运算偏差信号e3、e4。
再者，由于第1正方矩阵和第2正方矩阵取为转差角频率的函数，所以增益运算器13c、14c成为从磁通观测器4a所得到的转差角频率的函数。第4实施例下面就本发明的第4实施例进行说明。虽然在上述第1～3实施例中所示的正方矩阵H1、H2中就在一次电阻和二次电阻中存在着误差的场合进行了说明，但是即使就仅在二次电阻中存在着误差的场合来说，也可以同样地确定正方矩阵H1、H2。
一般来说，感应电动机的一次电阻的温度可以由利用热电偶等的温度检测器来检测。如果用该检测温度，则可以运算感应电动机的一次电阻。但是，在鼠笼型感应电动机的场合，靠热电偶等温度检测器来检测二次电阻的温度是困难的。
因此，对Rs为已知，Rr变成(1+k)倍的场合进行说明。在Rs为已知，Rr变成(1+k)倍时，式(14)、(15)可以像式(41)那样改写。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a21+Δa210a22+Δa22ω-Pmωm0a21+Δa21-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+00000000Δa210Δa2200Δa210Δa22φdsφqsφdrφqr]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00-k00RrLr(φdr-Mids)RrLr(φqr-Miqs)···(41)]]>如上所述，在感应电动机的向量控制正确地工作的场合，在定常状态下，式(23)～(25)成立。因此，如果把式(23)～(25)代入式(41)则得到式(42)。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00+0001kωs···(42)]]>B2=0001···(43)]]>w2＝kωs…(44)而且，如果分别用式(43)代替式(29)给出B2，用式(44)代替式(32)给出w2，则根据式(19)、(42)构成的感应电动机也可以像图1那样表达。
如果分别用式(43)重新定义B2，用式(44)重新定义w2，用式(33)给出两个正方矩阵H1、H2，则可以抑制仅在二次电阻中存在着误差的场合的转矩误差。
再者，与第1实施例同样，由于式(34)的A是旋转角速度ωm和一次角频率ω的函数，所以用式(33)给出的H1、H2也成为旋转角速度ωm和一次角频率ω的函数。
此外，与上述第1～3实施例同样，在本第4实施例的两个正方矩阵H1、H2之间，交换律不成立。
图10是表示作为本发明的第4实施例的感应电动机的控制装置的构成的方框图。在图10中，感应电动机1、旋转速度检测器2、电流检测器3、控制机构5、坐标变换器7、电流控制器8、坐标变换器9、以及减法器10与图3中所示的根据第1实施例的感应电动机的控制装置相同。
温度检测器52检测感应电动机1的一次电阻的温度。电阻值运算器53基于从温度检测器52所得到的一次电阻的温度T，输出一次电阻值Rs。磁通观测器4d除了利用从电阻值运算器53所得到的值作为一次电阻Rs外，与磁通观测器4a相同。
放大机构6d包括减法器11d、12d和增益运算器13d、14d。放大机构6d除了利用基于由式(43)、(44)定义的B2、w2所得到的两个正方矩阵H1、H2这一点外，与放大机构6a相同。
借此，即使受到温度变换的影响而在二次电阻值中产生误差，也可以抑制转矩误差。第5实施例下面就本发明的第5实施例进行说明。在把上述两个正方矩阵H1、H2运用于放大机构的场合，磁通观测器运算的推定二次磁通的振幅 的精度也提高。
因此，也可以用图11中所示的电路构成，确定d轴电流指令ids*，以便推定二次磁通的振幅成为想要的二次磁通振幅值。在图11中，减法器54运算想要的二次磁通振幅值 与磁通观测器输出的推定二次磁通的振幅值 的偏差，放大器55对减法器54的输出进行放大，作为d轴电流指令ids*输出。第6实施例下面就本发明的第6实施例进行说明。虽然在上述实施例中正方矩阵H1、H2就电阻值中存在着误差的场合进行了说明，但是就互感M或一次电感Ls、二次电感Lr这样的所有电动机常数误差来说，通过适当地确定矩阵B1或D2或者矩阵B1和矩阵D2两方，也同样可以确定抑制转矩控制精度的恶化用的H1、H2是不言而喻的。
工业实用性本发明涉及能够高精度地控制感应电动机的发生转矩的感应电动机的控制装置，特别是可以作为最佳的感应电动机的控制装置用于像电气车辆或印刷机等那样在低速下要求精度高的转矩控制的装置中。
权利要求
1.一种感应电动机的控制装置，其特征在于具有检测感应电动机的旋转速度的旋转速度检测器，检测上述感应电动机的一次电流的电流检测器，对从磁通观测器所得到的推定一次电流与从上述电流检测器所得到的一次电流的偏差进行放大的放大机构，基于从上述旋转速度检测器所得到的旋转速度和上述感应电动机的一次电压和从上述放大机构所得到的偏差信号，推定上述感应电动机的推定二次磁通和推定一次电流的磁通观测器，以及基于从上述磁通观测器所得到的推定二次磁通，控制对上述感应电动机施加的电压的控制机构，上述放大机构用由各自独立的8要素组成的反馈增益对上述一次电流的偏差进行放大。
2.根据权利要求1所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构基于旋转角速度来确定上述反馈增益。
3.根据权利要求1所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构基于转差角频率来确定上述反馈增益。
4.根据权利要求1所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构基于旋转角速度和转差角频率两者来确定上述反馈增益。
5.根据权利要求1所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>C=c10c200c10c2]]>a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2B2任意矩阵D2任意矩阵ω上述感应电动机的一次角速度ωm上述感应电动机的旋转角速度ωs上述感应电动机的转差角速度Pm上述感应电动机的极对数Rs上述感应电动机的一次电阻值Rr上述感应电动机的二次电阻值Ls上述感应电动机的一次电感值Lr上述感应电动机的二次电感值M上述感应电动机的互感值的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大。
6.根据权利要求5所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正数的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大。
7.根据权利要求5所述的感应电动机的控制装置，其特征在于，上述放大机构用由满足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=0001]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正数的独立的8要素组成的反馈增益 对上述一次电流的偏差进行放大。
全文摘要
本发明涉及能够高精度地控制感应电动机的发生转矩的感应电动机的控制装置，其具有检测感应电动机(1)的旋转速度的旋转速度检测器(2)，检测上述感应电动机(1)的一次电流的电流检测器(3)，放大从磁通观测器所得到的推定一次电流和从电流检测器(3)所得到的一次电流的偏差的放大机构(6a)，基于从旋转速度检测器(2)所得到的旋转速度和感应电动机(1)的一次电压和从放大机构(6a)所得到的偏差信号来推定感应电动机的推定二次磁通和推定一次电流的磁通观测器(4a)，以及基于从磁通观测器所得到的推定二次磁通来控制对感应电动机施加的电压的控制机构(5)，放大机构(6a)用由各自独立的8要素组成的反馈增益对一次电流的偏差，特别是即使在低速时也可以高精度地控制转矩。
文档编号H02P21/00GK1402903SQ00816467
公开日2003年3月12日 申请日期2000年11月20日 优先权日2000年11月20日
发明者金原义彦, 寺田启, 樱井寿夫 申请人:三菱电机株式会社