专利名称：电流型开关稳压器的制作方法
技术领域：
本发明同电流型开关稳压器相关，特别是与用于脉冲电源和(或)开关型电源的稳压器相关。
背景技术：
开关稳压器可以有多种不同的应用方式，例如用于脉冲电源或开关型电源中。在用于脉冲电源时下，可以利用脉宽调制器和连在其后的电源开关将输入电压(比如一个已整流电源电压)转换为一个经过整流的、占空比可变的脉冲直流电压。开关稳压器的任务是保证电源滤波器输出的电压值在输出电流的最大变化范围内都保持恒定。而且，开关稳压器的设计必须能够检测滤波器的输出电流和输出电压，并能由此产生一个驱动电源开关的控制信号。
实际上，对于这种开关稳压器的控制有三种不同的控制策略电压型控制、前馈控制和电流型控制。关于这些策略的介绍可参见R.E.Tarter的“Solidstate Power Conversion Handbook”(Wiley Interscience，NewYork，1993)。
电流型控制是一种非常有效的控制类型，而且只需要相当小的补偿能力，所以是用于集成开关稳压器的理想选择。
电流型开关稳压器有一个用于控制负载电流的内部控制回路和一个与内部控制回路一起控制输出电压的外部控制回路。当开关接通时，通过开关稳压器电感线圈的电流会直线上升，使测量电阻两端的电压也直线上升。当电压达到由外部控制回路预先设定的期望电压后，开关就会断开。
在多数稳压器中，如线性稳压器或开关稳压器，常常希望升高稳压器的输出电压，例如可以通过增加外部装置或组件来实现这一点。升高输出电压可以使稳压器的应用领域更灵活。当稳压器被设计为线性稳压器时，这一点非常容易实现，可需要在输入端前面连接一个分压器即可。线性稳压器利用该分压器来监测输出电压的大小。这种控制策略也被称作反馈分压器。
在开关型稳压器中，这种方法原则上也是可能的。但是，在以电流控制方式工作的开关稳压器中，必须保证加于电流斜坡上的附加斜坡能够适应变化后的输出电压。附加斜坡是为了避免分谐波振荡，也就是为了所谓的斜坡补偿。但是，在这种情况下，一方面必须考虑当输出电压增大时负载电流斜坡幅值也会升高，但它相对于相关电流模块的电源电压必须非常小，否则就会失去电流型控制的优点。另一方面，前述电流斜坡的幅值也不能变得过小，以保证免受干扰信号的影响。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一个电流型开关稳压器，其控制特性在最大可能程序上与各自的输出电压无关。
根据本发明，此目的可以利用一个电流型开关稳压器和一个开关型电源来实现，该稳压器和电源分别具有权利要求1和权利要求14所述特性。
因此，由电流型开关稳压器，特别是用于开关型电源的开关稳压器组成的设备具有以下特点-具有至少一个可控制半导体开关，其负载路径布置于具有第一电源电位的第一终端和具有第二电源电位的第二终端之间，-具有一个阻抗和一个分压器，它们与可控半导体开关的负载路径相串联，在其抽头上可以取得输出电位，-具有一个用于电压调整的外部控制回路和一个用于负载电流调整的内部控制回路。该内部控制回路与外部控制回路耦合在一起，可以根据负载电流和外部电压驱动可控半导体开关，-具有一个积分器，前述阻抗两端的电压降被耦合至该积分器，该积分器求此电压对时间的积分，产生一个映射负载电流的控制信号，该控制信号被作为受控变量反馈回内部控制回路，-具有改变积分器增益的构件，该积分器至少具有一个跨导，在固定状态下，其大小与输出电位成反比。
在固定状态下，也就是说输出电压为恒定的情况下，积分器必须具有很好的线性特性曲线，这是因为通常集成于积分器中的电容器是一个阻抗的镜像，该阻抗以电感线圈实现。电容两端的电压通过积分表示流过电感线圈的负载电流。根据本发明，在这一情况下会向积分器附加一个电压控制的跨导。当输入电压为任意预先确定的恒定值时，该跨导会使其输出电压恒定。在此情况下，积分器的输入电压等于开关稳压器的输出电压，该电压被作为控制信号反馈回去。根据本发明，利用一个带有跨导的和分器对积分器的增益进行适当改变即可实现这一点。该跨导应与稳压器的输出电压成反比。
理想情况下，该阻抗仅包括一个电感线圈。如果采用仅包含电感器的阻抗，就可以方便地省掉用于检测测量电压的测量电阻，而在一般情况下是需要该电阻的。调整负载电流所需的测量电压可以由电感器自身得出。该电感对于完成开关稳压器的功能是必需的。这里应用了电感L中的电流I和电压U之间的关系，即U＝L dI/dt。电感电压U随后被反馈回积分器(比如一个后面连有积分器件的电压控制电流源)，将电感两端的电压降对时间求积分。这样，就不再需要附加测量电阻了(该电阻通常是外加的)，前面所说的所有缺点也就不复存在了。
因为线圈通常也具有电阻性组件，所以可以想象，阻抗是由电感线圈和电阻器件的串联电路组成。在此情况下，电阻元件可能是寄生电阻和(或)与电感相连的非电抗电阻。
为升高稳压器的输入电压范围，提供了一个分压器，它与可控半导体开关的负载路径和电感装置相串联。分压器电位可以由分压器的中间抽头输出。分压器的设计使其分压比R51/(R51+R52)与开关稳压器的输出电压成反比。分压比等于基点电阻两端的电压降除以两个电阻两端的电压降。
为了使期望输出电压能够根据需要进行变化，分压器通常设计于外部。例如，可以通过交换或改变分压器电阻来改变输出电压。采用这种方式时，即使是在分压器的组件发生变化时，其控制性能也与输出电压的选择保特独立。
在本发明的一个极便利的改进方式中，改变积分器增益的构件也被集成于积分器自身。因为积分器的功能意味着后面必须检测输出电压以进行电流调整，这一功率不需要附加终端插脚。
对于带有用于改变增益的集成构件的积分器实现，一个特别便利的方式就是使用一个扩展Gilbert单元形式的乘法器或除法器。除了形成两个输入信号(一个是输出电位，另一个是电感器电位)的差之外，它对于执行温度补偿也是必要的。利用Gilbert单元，可以同时方便地实现温度补偿。
因为输入电流是利用分压器电阻检测的，该电阻的温度系数必须利用具有相同温度系数的参考电流来补偿。采用本发明具有集成Gilbert单元的积分器，参考电流受到稳压器输出电压的调制，该输出电压送至负输入端，参考电流正比于相应电压电导值乘以输出电位，从而使温度由跨导决定。
在本发明的典型改进中，电流型开关稳压器的外部控制回路具有第一控制电路，分压器中心抽头的电位被作为可控变量馈至该电路。第一控制电路的另一个输入端通常耦合有一个参考电压。内部控制回路同样有一个控制电路，一个是被作为可控变量反馈至该电路的积分器控制信号，另一个是第一控制电路的输出信号。在输出端，第二控制电路又产生控制信号，用于驱动半导体开关。
在一个典型改进中，积分器被设计为一个电压控制电流源。在此情况下，后面连有容性器件的跨导放大器和(或)运算放大器被用作积分器。
在一种典型改进中，第二控制电路具有一个脉宽调制器，它的输出端提供一个脉冲驱动信号用于驱动开关晶体管，为此，它至少具有一个脉冲宽度调制比较器和一个时钟控制的存储装置。
在本发明的一个便利发展中提供有一个补偿装置，如果第一控制电路发生控制偏差，补偿装置会由该控制偏差产生一个补偿信号，该补偿信号被叠加于由负载电流得到的控制信号之上，并被作为可控变量耦合至内部控制电路。补偿装置的输出变量通常是有限制的。
对被偿电路控制的影响通常比较迟缓。其惯性可以方便地由积分器的积分器件设置。
在一种特别便利的改进中，可控半导体开关被设计为MOSFET，尤其是耗尽型MOSFET。举例来说，功率MOSFET，尤其是耗尽型MOSFET、双极性晶体管、三端双向可控硅开关器件、IGBT、半导体闸流管或是类似器件都可用作可半导体开关。作为替代方法，也可以采用对电源开关进行延时。
在本发明的一种便利改进中，整个电流型开关稳压管实际上被集成于一个单独的半导体芯片上，所以只有分压器被置于外部，并通过一个接线端与电流型开关稳压器连在一起。
本发明中电流型开关稳压器的一个较佳应用(但不一定是唯一应用)是用于脉冲电源中。本发明对于具有电流型开关稳压器的开关型电源特别方便。
根据本发明的电流型开关稳压器被设计为下面图中所描述的降压型变换器，但本发明并不限于降压型变换器，而是可用于很多电流型开关稳压器中，例如，可用于升压型变换器、逆向变换器或是由此得到的其它变换器。
本发明的便利改进和发展可以由其它子权利要求和参考图片进行的说明得到。
下面利用图示中的示例实施例对本发明进行更详细的介绍。在这些图示中图1是本发明电流型开关稳压器的一般方框图；图2给出了本发明电流型开关稳压器的详细示例实施例；图3给出了本发明开关稳压器的一些信号/时间曲线图；图4给出了图1所示电流型开关稳压器的一个详细电路，用于说明一个电压控制的电流源，它是一个设计为Gilbert单元的积分器。
在所绘图中，如何设有特别说明，同一元件和信号或是功能相同的元件和信号由相同的参考符号表示。
具体实施例方式
图1给出了本发明电流型开关稳压器的一般方框图，该稳压器可用于开关型电源。
图1中的电流型开关稳压器包含第一控制电路1。第一控制电路1具有两个控制输入和一个输出。在本示例实施例中，参考电压2被馈至第一控制电路1的正输入端。开关稳压器的分压器电位54被作为可控变量耦合通过反馈路径4反馈至第第一控制电路1的负输入端。期望电压23可以由第一控制电路1的输出得到，并被输入到连在后面的第二控制电路5。
这里的第二控制装置5被用作脉冲宽度调制(PWM)装置。PWM装置包括一个PWM比较器8，期望电压23被耦合至其正输入端，控制信号24被通过反馈路径7反馈至其负输入端。PWM比较器8的输出信号与系统时钟10被一起送至连在后面的存储装置，如锁存器9。脉宽调制驱动信号11可以由锁存器9的输出端得到，后面开关12的控制端可以由该控制信号驱动。在此信号下，开关12被设计为负载电流开关，用于切换较大负载。
负载电流开关12连在具有第一电源电压13的第一接线端13a和具有第二电源电压14的第二接线端14a。在此情况下，第一电源电压13可以是正电源电压，而第二电源电压14可以是参考地电压。
与电源开关12的负载电流路径相串联的是阻抗15和负载16，它不一定是电阻性的。在图1中，阻抗15包括一个电感15′和一个与其相连的电阻性器件15″。电感通常设计为线圈，而电阻性器件15″被设计为一个非电抗性电阻和(或)寄生电阻，所有线圈都存在寄生电阻。电流型开关稳压器的输出电压3可以由阻抗15和负载16之间的抽头55输出。测量电压17可以由阻抗15和电源开关12之间的抽头56得出。
阻抗15两端的电压降18被送至积分器19，也就是一个电压控制电流源。在此情况下，测量电压17被送至积分器19的正输入端，输出电压3被送至其负输入端。积分器19生成控制信号24，该控制信号如前面所说的那样，被作为可控变量通过反馈路径7送至PWM装置。
另外，图中还给有续流元件20。在此情况下，续流元件20为一个续流二极管，并被放置于抽头56和参考地之间。而且，图1给出了一个用于电压滤波的器件21，还有分压器50。在此情况下，电压滤波器件21被设计为一个滤波电容。滤波电容21和分压器50以及负载16互相关联。分压器50包括两个电阻51、52，在其中心抽头53上可以输出分压器电位54。如前所述，分压器电位可以通过反馈路径4被送至控制电路1。
可控电源开关12可以采用任意类型的场效应控制晶体管、双极性晶体管或是类似的可控开关。这种情况下最本质的东西就是可控电源开关12非常适合于对开关稳压器负载电路中的(脉冲)负载电流22进行开关。
在本示例实施例中，阻抗15连于负载16和电源开关12之间。但是，电感线圈15也可以连于电源开关12和第一接线端13a之间。电感15′也可以用线圈实现，作为变换器或是类似电感器件的一部分。这种情况下最本质的东西在于电感15′安置于开关稳压器的负载电路中。
滤波电容21和电感15′分别用于对电流型开关稳压器的输出电压13和负载电流22进行滤波。续流器件22用于保护电源开关12，使其在反向电压过大时不至损坏。
第一控制电路1是外部控制回路的一部分，而第二控制回路5是内部控制回路的一部分。在此情况下，第一控制回路1用于对开关稳压器的输出电压3进行调整，而第二控制电路5用于调整负载电流22。
第二控制电路5不一定像图1那样包括一个PWM设备。在此情况下最本质的东西是第二控制电路5包含有调整负载电流22的构件。
在根据图1所示的电路设置中，测量电压不是像常规方式那样从电阻性测量元件(如测量电阻)引出，并被作为内部控制回路可控变量返回，而在由电感15′中引出，该电感无论在哪种情况下都是必需的。这一电感电压18被送至积分器19′。在此方式中，要测量负载电流22可以先测量电感15两端的电压降18，再求其对时间的积分。由负载电流22得到的控制信号24可以由积分器19的输出中取出，该控制信号可被作为内部控制回路的可控变量送至PWM装置。
根据本发明，通过改变积分器19的增益，就可以使控制特性独立于分别选定的输出电压。为了能适应积分器19的增益，后面具有一个跨导G19，它与输出电压V55的倒数成正比，即G19∝1V55----(1)]]>因为积分器无论如何都要检测开关电压55或是电感电压18，在此情况不需要附加接线端。分压器50通常在设置于外部，其设计使分压比为V53V55=R51R51+R52∝1V55----(2),]]>其中，V53、V55表示相应的电压53、55，R51、R52表示分压器50的电阻51、52。因此，分压器50的分压比也与输出电压55成反比。
Gilbert单元形式的乘法器或除法器非常适用于积分器19的实现。因此，乘法器的输出电流I24I24=C19dV19dt----(3),]]>其中C19表示积分器19的电容，特别是电容34；V19是该电容两端的电压降。由关系·I24=G19L15dI22dt----(4)]]>可以得到。
V19＝constI22∝I32(5)。
其中，G19表示积分器的跨导，I22表示负载电流22，L15表示电感15。因而，通过正确选择跨导，可以使积分器19的跨导仅决定于负载电流22。图5说明了对于不同的输出电压V55，跨导G19是如何表现为输出电位V55的函数的。
下面参照图2中的详细电路图具体解释了本发明电流型开关稳压器的详细工作方式。图2说明了图1中本发明较佳实施例的电路设置，它具有用于补偿外部控制回路控制偏差的构件。
在图2中，第一控制电路1设计为一个放大器，其增益与频率相关。第一控制电路1包括比较器30，在其输出与负输入端连有第一电阻31。第二电阻32与包含比较器30和电阻31的并联电路相串联。因而，就像人们所知道的那样，放大器和第一控制电路1的增益因数和第一控制电路1可以由第一电阻31和第二电阻32的阻值比确定。
在图2中，PWM装置5由PWM比较器8和连在其后的RS触发器9实现。在此情况下，PWM比较器8的输出信号耦合至RS触发器9的复位输入端，系统时钟10耦合至RS触发器9的置位输入端。脉宽调制驱动信号11由RS触发器9的输出得到，并被送到连在后面的电源开关11的控制端。在这里，电源开关12由一个NPN双极性晶体管实现。在各种情况下，用RS触发器9实现的锁存器都用来保证在一个时钟周期内只有一个脉冲被送至后面电源开关12的控制端。因此，总体来说负载电流以固定状态流动。
在图2中，由电感电压18控制的积分器19是跨导放大器33和连在其后的积分元件34实现。在跨导放大器33的输出和电压源第二接线端之间连有一个电容，作为积分器件34。当然，也可以用运算放大器作为积分器19，但是这样可能会使电路非常复杂。
跨导放大器33由电感15两端的测量电压(如测量电压17和输出电压3的差)生成一个输出电流，利用积分器件34求其对时间的积分。经过积分的输出电流24形成负载电流22。通过反馈路径7，得到的控制电压40被作为内部控制回路的可控变量通过电源压38反馈回控制电压40，它用于实现所需要的所谓“斜坡补偿”。内部控制回路和第二控制电路5的惯性可由电容34控制。“斜坡补偿”保证了使用电流型开关稳压器时，稳定占空比大于50％。为了保证其稳定性，它被以电压斜坡的形式叠加于控制信号40——加于第二控制电路5上。其结果是，即使在占空比大于50％时也能保持稳定。
如果提供有由系统时钟控制的电流源(未在图2中给出)，该电流源向积分器件34中馈入一个脉冲电流，“斜坡补偿”的一个特别简单的实现[空白]。给定一个合适的电流脉冲幅值，斜坡补偿所需的电压斜坡由积分器件的积分作用生成。相对于传统实现来说，其优点在于电路的成本非常低。
此外，在图2中还提供了一个所谓的“前馈控制电路”，用于控制外部控制回路期望电压的控制偏差。为此提供了补偿装置，它包括有一个第二跨导放大器36和一个电容(图中没有给出)。第一控制器件1的期望电位23被送至跨导放大器36的负输入端。期望电压源的第二期望电压37被送至跨导放大器36的正输入端。补偿信号39可以由补偿装置的输出中取出。该补偿信号通过反馈路径7和输出电流24一起生成控制电压40，并被耦合至装置的控制输入端。
下面具体说明此补偿装置35的工作方法。
如上面所说明的那样，比较器30和第一控制电路1的增益因子由电阻31和32的阻值比确定。但是，如果比较器30的增益非常小，那么第一控制电路1的输出信号中会有很大的控制偏差，也就是说，在第一控制电路1输出端生成的期望电压23和预定的期望电位37之间会生成偏差。
通过电阻31、32的合理取值可以增大比较器30的增益因子，但其增大程度有限。当增益过大时，外部控制回路会变得不稳定，而开始振荡。例如，当增益因子V＝10时，第一控制器件1的期望电位23和预设定的期望电位37之间的控制偏差可以达到10％。
为了补偿该控制偏差，第一控制电路1的期望电位23被送至补偿装置35。当产生控制偏差时，会在补偿装置35的输出端产生一个补偿信号39。该直流电压信号39与电压控制电流源19在输出端提供的交流电压信号24叠加。一个叠加有交流电压的直流电压信号40被作为可控变量馈至PWM装置。因而，当产生期望电压23的控制偏差时，与偏差相对应的直流成分将被耦合至PWM的负输出端，起到补偿的作用。这样做的结果是使输出控制器的输出电压和输入电压都为固定电压，也就是说固定于期望电压的预定值水平。这样就可以防止外部控制回路的输出信号总存在偏差，从而反过来影响控制系统的稳定性。
产生微小的控制偏差时，不需要也不希望马上进行纠正(也就是没有延迟)。因此，设备通常由决定补偿设备惯性的构件组成，该构件通常用电容实现。在图2中，电容由电压控制电流源19的电容构成。这样就可以节省一个电容。
已经知道，补偿装置是一个积分器，与积分器19类似，可以用任何类型的电压控制电流源构成。因此，补偿装置35的电压-电流转换也不必限于跨导放大器36，例如，也可以用一个运算放大器来代替。
图3给出了图1中在固定预定输出电位55情况下，电路的三个信号/时间曲线图。根据图2所示的电路设置，图3a给出了负载电流22的时间曲线、图3b给出了电感电压18的时间曲线，图3c给出了负载电流22的时间曲线，该电流由电压控制电流源19确定。在此情况下，控制信号的直流电压分量已经“搀杂”有第三控制电路的补偿信号39。
在固定状态下，负载电流22形成于开关稳压器(图3a)的负载电路中。测量电感电压18时间导数[空白]方波形状的电感电压18产生一个波形与负载电流22完全相同的控制电位40。
已经知道，在积分器19中生成一个表示负载电流22的信号(即一个被转换为电压的电流)以进行后面的处理。尽管这一目的可以通过一种简单的方式来实现——将电压源通过一个电阻连至电流反射镜，但这种方式有一个缺点电阻两端的电压降由被转换电压源和电流反射镜中基本晶体管的电压降之间的差组成。因此通过电阻的电流不仅反映电阻的温度系数，也反映所用晶体管的温度系数。如果这样一个反射输出电流和一个相应分路电流被送至一个乘法器或除法器(例如一个Gilbert单元)，那么由于基极—发射极电压降的原因，其结果就是一个非线性输出特性曲线，这种情况是应当避免的。因此，希望能够避免或消除这一基极—发射极电压成分Vbe。
图4给出了避免这一情况的详细电路图。根据本发明，参考电阻Rref连在输入电压VIN和一个已知辅助电压Vref之间，一个附加参考电流Iref被加在参考电阻形成的电流IIN之上，该参考电流由同一辅助电压Vref在结构相同的参考电阻Rref上的电压隆得到。在一种便利改进中，所需辅助电压Vref可以由级联发射极和电源跟随器从不稳定的参考电压Vref中获得。
本发明不限于图1、2、4所给出的示例实施例。根据示例的方式，图1中说明的电路模块，也就是内部控制电路、外部控制电路和积分器，可以由多种电路方式实现。
作为总结，可以将前面表述为利用前述方式构建的电流型开关稳压器，以一种简单而有效的方式对积分器进行一下修改，就有可能提供一种在很大程度上与各输出电压无关的控制特性。
本发明是在前面所述基础上提出的。用这种方法解释本发明的原理，也可以用来解释其实际应用。本发明可以以适当的方式，在专业人员的行为和知识范围内，以多种实施例或修改进行实现。
参考符号列表1第一控制电路、外部控制回路的控制器2参考电位3开关稳压器的输出电位4(第一)反馈路径5第二控制电路，内部控制回路的控制器、PWM装置7(第二)反馈路径8PWM比较器9锁存器，触发器10系统时钟11(脉冲宽度调制)驱动信号12可控电源开关/功能晶体管13、14第一/第二电源电位15阻抗15′电感器电感，电感线圈16负载17测量电位、阻抗两端的电位18电感电压19电压控制电流源20续流元件、续流二极管21电压滤波元件，滤波电容22负载电流23期望电压(由第一控制电路生成)24积分器的输出信号30第一控制电路的比较器31、32第一控制电路的第一/第二电阻33(第一)跨导放大器34积分器件、电容35补偿器件
36(第二)跨导放大器37(预定)期望电压38电压源39补偿信号40内部控制回路的控制信号/电位50分压器51、52分压器电阻53分压器的中心抽头54分压器电压55、56抽头
权利要求
1.一种电流型开关稳压器，其至少包括一个可控制半导体开关(12)，其负载路径安放于具有第一电源电位(13)的第一接线端(13a)和第二电源电位(14)的第二接线端(14a)之间，在其抽头(55)可以得到输出电位(3)，具有一个用于调整电压的外部控制回路(1、4、5)和一个用于负载电流调整的内部控制回路(5、7、19)，该内部控制回路被耦合至外部控制回路(1、4、5)，该控制回路根据负载电流(22)和输出电位(3)驱动可控半导体开关(12)，此稳压器具有一个积分器(19)，阻抗(15)两端的电压降(18)被耦合至该积分器，该积分器求电压(18)对时间的积分，生成映射电流(22)的控制信号(24、40)，该控制信号被作为可控变量馈至内部控制回路(5、7、19)，它具有用于改变积分器19增益的构件(19、50)，该积分器至少有一个跨导，其值在固定状态下与输出电压(55)成反比。
2.根据权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于，阻抗(15)仅包括一个电感线圈(15′)。
3.根据权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于，阻抗(15)包括一个由电感线圈(15′)和电阻元件(15″)组成的串联电路。
4.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，可以在分压器(50)的中心抽头(53)上可以取出分压器电压(54)，分压器的设置方式使其分压比(R51/R51+R52))与输出电位(55)成反比例。
5.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，构件(19、50)被集成于积分器(19)。
6.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，构件(19、50)具有被设计为Gilbert单元形式的乘法器和(或)除法器。
7.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，外部控制回路(1、4、5)具有第一控制电路(1)，分压器电压(54)被作为可控变量馈至该电路，其特点还在于内部控制回路(5、7、19)具有一个第二控制电路(5)，控制信号(24)和第一控制电路(21)的输出信号(23)可以变为其可控变量，在第二控制回路5的输出端驱动可控半导体开关(12)的控制端。
8.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，积分器(19)被设计为电压控制电流源。
9.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，第一跨导放大器(33)和(或)后面连有容性器件(34)的运算放大器被用作积分器(19)。
10.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，第二控制电路(5)有一个脉冲宽度调制器，它至少包括一个脉冲宽度调制比较器(8)和一个时钟控制存储装置(9)。
11.根据以上任一权利要求所述的开关稳压器，其特征在于，可控半导体开关(12)是一个MOSFET，特别是一个耗尽型MOSFET，或是一个双极性晶体管。
12.根据权利要求7至11任一所述的开关稳压器，其特征在于，提供有一个补偿装置(35)，当第一控制电路(1)有控制偏差时，该装置会由该控制偏差生成一个补偿信号(39)，该补偿信号被叠加于由负载电流得到的控制信号(24)上，并被作为可控制变量耦合至第二控制电路(5)。
13.根据权利要求12所述的开关稳压器，其特征在于，对补偿装置的影响是滞后的，第一控制电路(5)的积分元件(34)被用作惯性决定器件。
14.一个开关型电源，其具有前述任一权利要求所述的开关稳压器。
15.根据权利要求14所述的开关型电源，其特征在于，开关稳压器有一个降压转换器和(或)一个升压转换器和(或)一个逆向转换器。
全文摘要
本发明与电流型开关控制器相关，该控制器包括至少一个可控半导体开关(12)、一个阻抗(15)、一个分压器(50)、一个用于调整电压的外部控制电路(1、4、5)和一个耦合至外部控制电路(1、4、5)的内部控制电路(5、7、19)，用于调整负载电流，前述电路根据负载电流(22)和输出电位(3)控制可控半导体、一个生成表示负载电流(22)的控制信号(24、40)的积分器(19)，控制信号(24、40)是电压(18)对时间的积分值，前述信号被作为控制信号提供给内部控制电路(5、7、19)，还有用于改变积分器(19)放大倍数的构件(19、50)，它包括至少一跨导，其大小在暂态情况下与输出电压(55)成反比。本发明也与具有此种开关控制器的开关型电源单元相关。
文档编号H02M3/156GK1449594SQ01814801
公开日2003年10月15日 申请日期2001年8月23日 优先权日2000年9月4日
发明者K·T·塔格希扎德卡斯查尼 申请人:因芬尼昂技术股份公司