专利名称：在同步整流变换器电路中减小反向电流的方法和电路的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及分布式电源系统及其应用，更具体地说，涉及通过自动调节到负载电流的极小百分比来限制反向电流增加的同步整流变换器，所以该变换器与其它模块并联不成问题。
背景技术：
随着逻辑集成电路已经转移到更低工作电压以寻求更高的工作频率，并且随着整个系统尺寸不断减小，需要具有更小和更高效率的电源模块的电源设计。在努力提高效率和增加功率密度的过程中，同步整流已经成为这类应用所必需的。在过去十年中，随着低压半导体器件已发展到使同步整流成为可行技术，同步整流已得到广泛普及。
同时，分布式电源系统对于电信和因特网网络而言均已变得普及并且非常重要。直流到直流(DC/DC)变换器是分布式电源系统的关键部件，因为它们将大幅度的DC总线电压变换为适合于为逻辑电平集成电路(IC)供电和驱动的低得多的DC电压。例如为了增加芯片操作速度和密度，新逻辑IC的电源电压从5.0v变化到更低的电压如3.3v、2.5v、1.8v以及1.0v。此外，非常高密度板的设计只为电源预留了有限的空间。
另一方面，IC芯片需要高得多的电源电流，而具有大电流的传统二极管整流器的功耗非常大，使得电源的热管理非常困难。为了解决电源的这项重大问题，需要大大地减小功耗和热。因为MOSFET的功耗比二极管的功耗低得多，所以同步整流可显著减少功耗并且极为有效地增加功率密度。但是同步整流需要用于MOSFET的适当驱动电路，所以增加了同步整流电路的复杂性。
因此，并联的标准模块通常需要满足高输出电流应用的要求。主要优点在于，并联的同步整流器可具有双向功率通量，而二极管整流器只可在一个方向上具有功率通量。同步整流器操作从双向MOSFET中受益，因为即使在小负载时，变换器也始终能够在连续模式下工作，但是当模块与其它模块并联时，变换器可能无法正常工作。
用于分布式电源系统的同步整流器的使用的主要限制是到同步整流器的反向电流可使其效率非常低或使其完全损坏。具体地说，在反向功率通量的情况下，模块之间大的环流会出现，这在MOSFET上施加高电压应力，这可能损坏变换器。因此，为了并联同步整流器，必须避免反向电流。
在同步整流配置中限制反向电流的影响的先有技术的方法包括一旦检测到反向电流，就利用读出电路来使MOSFET截止。
图1中说明了此方法，图1表示带有同步整流的全桥dc/dc变换器。读出负载电流并用其控制第二驱动器。当检测到负电流时，使同步MOSFET截止。但是，此方法需要使用负载电流读出电路，这增加了系统的复杂性和成本，并且需要断开同步整流电路一段时间。因此，变换器的操作模式在小负载电平时是不连续的，并且变换器在连续模式和不连续模式之间振荡。
因此，一种限制反向电流的影响并具有最少部件和较小复杂性的同步整流电路是有利的。
发明概述本发明提供一种独特且新颖的方法，以便在同步整流系统中防止反向电流的影响。根据本发明，同步整流电路具有最少部件数和复杂性。此外，本发明的同步整流器可适用于隔离和非隔离的电力变换器。
因此，在一个实施例中公开的是同步整流电路，它以这种方式驱动，使得反向电流不会增长以及对电路造成损坏或限制其效率。实质上，负电流自动调节到负载电流的极小百分比，使得变换器与其它模块并联时不成问题。
本发明的技术优点在于，以自然方式防止反向电流，使得不需要反向负载电流读出电路和停止电路。
附图简介考虑以下结合附图的描述，将更容易理解本发明的以上特征，图中图1是说明具有外部驱动的同步整流的先有技术的全桥变换器的电路图；图2是说明与变换器、例如图1的变换器配合使用的控制电路的电路图；图3是根据本发明的一个实施例的具有同步整流器的全桥直流到直流变换器的电路图；图4是说明图3的变换器的工作波形的时序图；图5是根据本发明的另一实施例的具有同步整流的正向变换器的电路图；图6是说明图5所示变换器的工作波形的时序图；图7是根据本发明的另一实施例的具有同步整流的降压型变换器的电路图；图8是说明图7所示的变换器的工作波形的时序图；图9是根据本发明的另一实施例的具有交替驱动方案同步的降压型变换器的电路图；图10是说明图9所示的变换器的工作波形的时序图。
在各个图中，相应的编号和符号指的是相应的部件，除非另行指明。
优选实施例的详细描述以下是本发明的详细描述。首先讨论先有技术的电路，接着描述本发明的若干优选实施例和备选方案以及优点的讨论。
图1表示先有技术的外部驱动的全桥同步整流变换器电路，总地表示为10。具体地说，同步整流电路10包括初级侧同步整流电路，它包含如图所示与变压器12的初级绕组14可工作地耦合的四个同步整流器Q1、Q2、Q3和Q4。变压器12的初级绕组14与次级绕组16电感耦合，以实现如本领域中熟知的直流到直流变换功能。工作时，来自变压器12的初级绕组14的信号被感生到次级绕组16上，如图所示，次级绕组16中间抽头以便驱动输出电感20。输出电容24和负载电阻22包括接收输出电压(Vout)的变换器10的输出级。
通常，图2所示类型的外部驱动电路用于驱动同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4，并提供启动和关闭同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4的必要定时信号。可以看出，脉冲波调制(PWM)电路50与驱动器52和54相连，驱动器52和54又驱动同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4。定时信号56和58类似地耦合到变压器12的初级绕组14，变压器12又驱动次级侧驱动器电路60。以这种方式，驱动器电路60操作包括同步整流器MOSFET Q5和Q6的次级侧同步整流电路，如以下所述，同步整流器MOSFET Q5和Q6用于限制可能损坏电路10的任何反向电流IR的损害。
参考图1，读出电阻器30和32提供负载读出电路，该电路读出流入电路10的次级侧的负的负载电流或反向电流IR，以便停止操作Q5和Q6而不损害电路10。因此，以这种方式，当检测到负电流时可使Q5和Q6截止，以便不会损害电路10。停止控制电路40提供产生使Q5和Q6截止的必要定时信号的机制。
虽然同步整流器Q1、Q2、Q3、Q4、Q5以及Q6的使用对众多现代分布式电力应用是有利的，但是为了避免对电路10的损害，例如负载电阻30和32提供的负载读出电路和停止电路、如停止控制电路40的存在却是不利的。因此，由于多种原因，图1的配置是不合需要的。第一，变换器电路10的运行在小负载时可能是不连续的并且可以引起连续模式和非连续模式之间的振荡。第二，负载读出和停止电路的使用增加了整个变换器电路10的复杂性和成本。因此，本发明提供一种没有这些缺点的同步整流器电路，并且避免使用负载读出电路和停止电路。
参考图3，其中表示根据本发明的具有同步整流的全桥变换器的电路图，总地表示为100。实质上，变换器100具有添加到输出电感20的辅助线圈102，使得在变压器12的次级侧的同步整流器(MOSFETQ5和Q6)由输出电感20来驱动。输出电感20驱动整流器(MOSFET Q5和Q6)的事实消除了对单独的负载读出电路和停止电路的需要。
参考图4可更好地理解同步整流器100的工作，图4为信号时序图，电路的工作波形表示为125。信号127和129表示初级侧MOSFET Q1、Q2、Q3、Q4的反向二极管会导通以传送反向电流IR，所以即使其栅极驱动电压(Q1-Q4)不存在，变压器12上的电压(信号135)也不会消失。输出电感20的电压(信号137)保持变压器12(信号135)的振幅，直到流经电感20的反向电流IR(信号141)逐渐趋于零。这由反向电流信号141的点143来表示。
参考图3和图4，次级侧MOSFET Q5和Q6由于负载电流变成负值(IR)而具有较短的导通时间。初级侧同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4的自扩展导通时间与次级侧整流器Q5和Q6的短接导通时间相联系，为变换器100提供了足够的时间以便反向电流IR(信号141)达到零峰值(点143)。
反向电流IR(信号141)达到相对较小的负值并且峰值达到零的事实确保反向电流IR(信号141)决不会增加并且被限制在电感波纹电流的平均值。此外，由于反向电流IR(信号141)很小，因此在电路100中没有诸如大电压尖脉冲和高交替导通损耗的异常操作。同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4始终以连续模式工作，所以即使在小负载下电路100的稳定性也是良好的。因此，通过使用辅助线圈102来驱动次级侧MOSFET Q5、Q6，实现了对反向电流IR的控制，并且避免了对电路100的任何损害。而且，由于消除了对负载读出电路或停止电路的需要，因此以自然方式控制了反向电流IR的大小。
图5是具有同步整流的正向变换器的电路图，总地表示为150。与全桥同步DC/DC整流器100一样，正向变换器150包括具有初级绕组154和次级绕组154的变压器152，但只有一个初级侧整流器Q1在半周期中导通。增加辅助线圈158以操作次级侧MOSFET Q2，使得辅助线圈158将反向电流IR限制到电感160的波纹电流之内的最大值。
图6是说明正向变换器150的工作波形的时序图，表示为180。PWM脉冲发生器电路162驱动MOSFET Q2和Q3，如信号184和186所示。续流(freewheel)MOSFET Q2的栅极由MOSFET Q4分路，Q4又由电感线圈160直接驱动。当负载电流为负值时(当反向电流IR具有小于零的某个值时)，初级MOSFET Q1的反向二极管会导通，如信号182所示，变压器152的电压(信号188)甚至在PWM脉冲消失时延长了(区域190)导通。栅极驱动信号使Q2延长其导通时间。因此，通过电感152的反向电流IR趋于零(信号194和点196)并且反向电流IR自行限制到负载电流的极小百分比。
图7中表示具有同步整流的非隔离降压变换器并且总地表示为200(在图6中只表示了变换器的次级侧)。如图8中表示为250的时序图所示，辅助线圈202驱动MOSFET Q2。当负载电流为负值时，Q1的反向二极管导通。电压(信号256)保持正值，直到反向二极管电流降为零。Q2栅极电压(信号258)与电感电压(信号256)同相。由于Q2和电感204的电压“导通”时间被延长，电感电流(信号260)从负峰值倾斜上升到零(点262)。反向电流(信号260)不会增加并且限制在电感波纹电流的平均值。
图9表示具有不同驱动电路的同步降压变换器300。图10表示变换器300的时序图。PWM脉冲发生器电路302直接驱动高压侧MOSFET Q1，而电感线圈304、Q3以及Q4驱动续流MOSFET Q2。电感304的电压(信号356)使MOSFET Q2导通并且通过PWM脉冲(信号352)使其截止。
总之，当模块并联并且一个模块的电压高于另一个时，具有最高输出电压的模块试图迫使电流流入其它模块。变换器100、150、200、300的同步整流器在非连续模式下工作时可正常发挥作用。每个变换器的反向电流IR被限制在电感波纹电流的平均值。本发明可容易地应用于包括桥式变换器、推挽变换器、正向变换器以及降压变换器等所有拓扑类型。
虽然已结合说明性实施例描述了本发明，但不要在限定意义上来解释此描述。参考此描述，本领域的技术人员容易理解结合说明性实施例以及本发明其它实施例的各种修改。例如，虽然显示并说明了作为MOSFET的同步整流器Q1、Q2、Q3以及Q4，可以设想其它类型的FET或开关器件也适合本发明使用。因此，随附权利要求书意在包含任何这类修改或实施例。
权利要求
1.一种直流到直流变换器，它包括具有电感耦合的初级绕组和次级绕组的变压器；与所述初级绕组连接的初级侧同步整流器电路；与所述次级侧连接的次级侧同步整流器电路；与所述次级侧同步整流器电路连接的输出级；以及用于控制从所述输出级流到所述次级侧同步整流器电路的反向电流大小的自限制反向电流电路。
2.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述初级侧同步整流器电路被配置为全桥变换器。
3.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述初级侧同步整流器电路被配置为正向变换器。
4.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述初级侧同步整流器电路被配置为降压型变换器。
5.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述输出级包括用于驱动负载电阻的输出电感线圈。
6.如权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述自限制反向电流电路包括电感耦合到所述输出电感的辅助线圈。
7.如权利要求6所述的变换器，其特征在于，还安排所述辅助线圈直接驱动所述次级侧同步整流器电路。
8.如权利要求1所述的变换器，其特征在于还包括用于驱动所述次级侧同步整流器电路和所述自限制反向电流电路的脉冲波调制发生器电路。
9.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述初级侧同步整流器电路包括为提供全桥整流而配置的四个MOSFET同步整流器。
10.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述次级侧同步整流器电路包括为驱动所述输出级而配置的两个MOSFET同步整流器。
11.一种全桥同步整流器，它包括具有初级绕组和次级绕组的变压器；与所述初级绕组连接的初级侧同步整流器；与所述次级绕组连接的次级侧同步整流器；输出电感，安排成由来自所述次级绕组的信号驱动；与所述次级绕组相对地与所述输出电感连接的输出级；以及辅助线圈，它电感耦合到所述输出电感并且安排为限制通过所述输出电感的反向电流的大小。
12.如权利要求11所述的同步整流器，其特征在于还包括用于驱动所述次级侧同步整流器的脉冲波调制器电路。
13.如权利要求12所述的同步整流器，其特征在于，还安排所述脉冲波调制器电路来驱动所述辅助线圈。
14.如权利要求11所述的同步整流器，其特征在于，在工作期间，所述输出电感保持与所述次级绕组相同的电压，直到反向电流返回到零。
15.如权利要求11所述的同步整流器，其特征在于，在工作期间，随着通过所述输出电感的电流反向增加，所述输出次级侧整流器被安排成具有缩短的导通时间。
16.如权利要求11所述的同步整流器，其特征在于，所述初级侧同步整流器包括四个MOSFET。
17.如权利要求11所述的同步整流器，其特征在于，所述次级侧同步整流器包括两个MOSFET。
全文摘要
具有同步整流的变换器以这种方式驱动，使得反向电流不会增加和破坏该电路或限制电路效率。负电流自行调节到负载电流的极小百分比，所以当变换器与其它模块并联时不会出现问题。使用辅助线圈以便允许输出电感驱动次级侧整流器，从而随着反向电流增大而限制其导通时间。通过操作其反向二极管来延长初级侧导通时间，以便在不使用专用负载读出电路和停止电路的情况下自然地限制反向电流。
文档编号H02M3/28GK1504014SQ01821718
公开日2004年6月9日 申请日期2001年11月5日 优先权日2000年11月6日
发明者M·N·孙, M N 孙 申请人:艾利森公司