专利名称：有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法和系统的制作方法
技术领域：
有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环方法及系统属于有源电力滤波器技术领域。
有源电力滤波器系统由两大部分组成，如
图1所示，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(补偿电流发生电路由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三个部分构成)。
由图1中可以看出补偿电流发生电路是并联型有源电力滤波器中一个重要的组成部分。补偿电流发生电路由电压型PWM变流器(主电路)及其相应的驱动电路、电流跟踪控制电路组成。为了保证其有良好的补偿电流跟随性能，必须将变流器直流侧电容的电压控制为一个适当的值。
在电力电子领域中，对于直流侧电压进行控制的传统方法是为直流侧的电容再提供一个单独的直流电源，一般是通过一个二极管整流电路来实现的。这种方法虽然能够达到控制直流侧电容电压的目的，但是需要另外设立一套电路，从而增加了整个系统的复杂程度，也增加了系统的成本、损耗等等。
在有源电力滤波器的系统实现中，对于直流侧电容电压的控制只需要通过对主电路进行适当地控制就可以实现了。对直流侧电压Udc的控制是通过指令电流运算电路中直流控制部分结合补偿电流发生电路来实现的。由于直流侧电容电压控制是结合谐波电流检测环节来完成的，因此随着谐波电流检测方法的改进，直流侧电容电压控制方法也有不同。
基于瞬时无功功率理论的ip、iq谐波检测方法的直流侧电容电压控制电路原理图如图2。图中，Udcr是电容电压的给定值，Udcf是电容电压的反馈值，两个量的差经过一个PI调节器变成调节信号Δip(补偿电流参考值有功分量)，它叠加到基波的瞬时有功电流的直流分量ip上，经过运算在补偿电流信号iah、ibh、ich中包含一定的基波有功电流。补偿电流发生电路根据ih产生补偿电流ic注入电网，使得补偿电流中包含一定的基波有功电流分量，从而使APF的变流器的直流侧和交流侧交换能量，将Udc调节到给定值。
采用传统的ip、iq谐波检测方法，数字式控制器会产生延迟时间，而方法本身没有对延迟时间进行补偿，对于电流变化有明显时滞，无法响应谐波电流的快速变化，从而无法实现谐波的实时补偿。依靠谐波电流检测的直流侧电容控制虽然可以做到控制的结果，但是由于谐波电流的检测实时性是保证有源电力滤波器补偿特性的重要环节，所以直流侧电容控制也随之需要改变。
本发明的目的在于提供一种既可以补偿数字式控制器的延时时间又可把直流侧电容电压控制在一个适当值的有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法和系统。
对于数字式控制器，需要至少一个采样周期ΔT的运算时间，同时PWM逆变器的输出也需要一个ΔT时间以建立电压。这样，从电流采样到谐波补偿，至少存在一个ΔT的延迟时间。在延迟时间ΔT内，设基波角频率为ω，n次谐波在这ΔT内旋转过了Δθ＝n·ω·ΔT＝2nπfΔT(rad)，如果不对这个延迟时间进行补偿，则旋转变换C和其逆变换C-1不再是恒等变换。严重时，某个谐波的补偿甚至会形成正反馈。例如对于11次谐波，在工频f＝50Hz，延迟时间1ms时，11次谐波在这1ms内旋转了3.454rad，接近180°。这样，在检测出11次谐波以后，谐波补偿时不但不能消除该次谐波，反而形成正反馈。可见，在谐波电流的检测中，延迟时间的补偿是十分重要的。一味的希望通过硬件计算速度的提高来减少延迟时间，只能使得APF的价格变得更加昂贵。本方法在进行两相旋转到两相静止坐标变换时在变换矩阵中加入Δθ角用以补偿延迟时间。这种方法计算简便，实用性强。
本发明提出了一种基于加预测补偿的选择性谐波电流检测方法上的直流侧电容电压的闭环控制方法。
由三相电路瞬时无功功率理论可知，三相电路瞬时有功功率p和瞬时无功功率q定义为p＝e·ip，q＝e·iq。p与ip、q与iq之间相差系数e。当三相电压正弦对称时，e=3E,]]>为常量。所以p与ip、q与iq成正比。
根据三相瞬时无功功率理论对各相瞬时无功功率和有功功率定义得到pa=3ea2p/A---qa=ea(eb-ec)q/A]]>pb=3eb2p/A---qb=eb(ec-ea)q/A......(1)]]>pc=3ec2p/A---qc=ec(ea-eb)q/A]]>其中A＝(ea-eb)2+(eb-ec)2+(ec-ea)2。
由式(1)得到pa+pb+pc＝p(2)qa+qb+qc＝0由式(2)可知，各相的瞬时无功功率之和为零。虽然单独某一相的瞬时无功功率不为零，但是三相的总和为零，这表明瞬时无功功率只是在三相之间交换。因此，对于有源电力滤波器而言，瞬时无功功率不会导致其交流侧与直流侧之间的能量交换。由式(2)可知，各相瞬时有功功率之和等于三相电路瞬时有功功率p。也就是说，对于有源电力滤波器，如果不考虑各部分的损耗，交流侧的瞬时有功功率将全部传递到直流侧，即交流侧与直流侧的能量交换取决于瞬时有功功率p。
从物理意义上说，此时直流侧的电容C是储能元件，所以应该是电源的有功功率给电容C充电。因此，我们知道给电容器充电的是交流侧的瞬时有功功率，但是并不知道是有功电流的基波分量还是谐波分量。由于为了不将电源电流中的谐波分量引入，所以应该尽量采用电源中的有功电流的基波分量给电容器充电。因此，直流侧电压的调节信号加在了有功电流的基波分量上，使得产生的补偿电流中包含一定的有功电流基波分量，而这个有功电流基波分量的目的就是给电容器充电。从而达到了直流侧电压控制的目的。
对于选择性谐波检测方法，和传统的ip、iq法在直流侧电压控制上还有一些不同。在传统的方法中，这个直流电压调节信号△ip是加在基波瞬时有功电流的直流分量上，即，Ih'=I-If',]]>If'=If+Δip,]]>所以Ih'=I-If-Δip]]>。由于直流电压调节信号△ip应该是一个基波的直流有功量，而在选择性谐波检测方法中经过LPF的是各次谐波的直流分量Ih，而不是基波的直流分量。所以如图3所示，在选择性谐波检测方法中，对于直流侧控制稍加改动。同样是为了要使得补偿电流信号iah、ibh、ich中包含一定的基波有功电流，因此将直流电压调节信号在检测出补偿电流信号之后减去，即，Ih'=Ih-Δip.]]>本发明所提出的方法的特征在于它是一种在检测出第N次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqn后，再经过加入了延迟补偿角△θ的特殊变换矩阵C△θ以求出两相坐标系电流iαn、iβn后，再从中减去直流侧电压调节信号△ip以使得补偿电流信号ian、ibn、icn中含有一定的基波有功电流的方法，是一种建立在延迟预测补偿的选择性谐波检测基础上的直流侧电压控制方法，其中直流电压调节信号△ip是变流器直流侧电容电压给定值Udcr和上述电容电压反馈值Udcf的差，再经过一个PI调节器而得到的，它依次含有以下步骤(1)把相电压ea经倍频器N倍频后通过锁相环和正、余弦发生电路得到与ea同相位的正弦信号sinnωt和对应的余弦信号COSnωt，从而得到变换矩阵CnCn=-sinnωtcosnωtcosnωtsinnωt;]]>(2)把三相电流ia、ib、ic经过3s/2R(三相静止坐标系/两相旋转坐标系)变换，变换成静止的α、β两相坐标系的电流iα、iβiαiβ=C32·iaibic,]]>C32是变换矩阵；(3)把两相电流iα、iβ经过变换矩阵Cn得出在两相旋转坐标系下的各次谐波电流的有功和无功电流分量ipniqn=Cn·iαiβ=Cn·C32·iaibic;]]>(4)把各次谐波的有功和无功电流分量ipn、iqn经低通滤波器LPF滤波得出第N次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqn再经过加入补偿角Δθ的特殊变换矩阵CΔθ求出两相坐标系下的电流iαn、iβniαniβn=CΔθ·i-pni-qn=-sin(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)sin(nωt+Δθ)-1·i-pni-qn;]]>其中，Δθ＝nωΔT；ΔT为补偿的时间间隔；(5)求出Udcr、Udcf之差经过PI调节器得到直流侧电压调节信号Δip；(6)负反馈叠加求出两相坐标系下第N次谐波电流的补偿信号为iαn'=iαn-C1-1·ΔipΔiq,Δiq=0]]>iβn'=iφn-C1-1·ΔipΔiq,Δiq=0;]]>(7)最终得出含有基波有功电流分量的第N次谐波电流补偿信号ian、ibn、icnianibnicn=C23·iαn'iβn',]]>步骤(2)-(7)在数字信号处理器DSP中进行。
本发明所提出的方法的特征在于当需要补偿多个指定次谐波时要同时并行检测多次谐波，再把所有的各所需次谐波的电流分量iαn、iβn各自分别累加，得到所有谐波和，再从中减去直流侧电压调节信号，从而得到两相坐标系下的多次谐波的补偿信号。
本发明所提出的系统的特征在于，它含有依次与负载相连的霍尔元件、信号处理单元和DSP，和DSP中数字量输出端相连的脉宽调制电路PWM以及分别和DSP中直流侧电压控制输出端和电源相连的智能功率模块IPM模块。
仿真实验证明它达到了预期目的。
图2.包含直流侧电压控制环节的ip-iq谐波检测电路。
图3.包含直流侧电压控制环节的选择性谐波检测电路。
图4.包含直流侧电压控制环节的延时补偿的选择性谐波检测电路。
图5.加入直流侧控制的系统电路原理框图。
图6.主程序流程图。
图7.补偿角Δθ模块的程序流程框图。
图8.CONSR模块结构图。
图9.SBCONSR模块结构图。
图10.LPF模块程序流程框图。
图11.REVSR模块结构图。
图12.WAVE模块程序流程框图。
图13.直流侧电压抑制模块程序流程框图。
图14.直流侧电压控制仿真图(Udc＝750V)。
图15.选择性谐波检测方法的仿真结果(从0.06秒开始进行检测)(1)直流侧电容电压波形；(2)检测所有谐波电流波形；(3)变流器APF负载波形；(4)电源电流波形。
图16.直流侧电压调节信号Δip的波形图。
图17.运用选择性谐波检测方法得到的谐波波形(1)第5次谐波；(2)第7次谐波；(3)第11次谐波；(4)第13次谐波。
软件主程序流程图如图5所示。根据功能结构将其划分为七个子模块。补偿角Δθ模块、CONSR模块、SBCONSR模块、LPF模块、REVSR模块、直流侧电压控制模块、WAVE模块。
补偿角Δθ模块本模块为补偿由于数字式控制器的计算所引起的时间延迟。流程图如图7所示。
入口延迟时间ΔT出口已经加入了延迟时间补偿角Δθ的θ角CONSR模块本模块采用矢量控制原理，将三相电流信号变换到旋转坐标上。其中需要调用SBCONSR模块，流程图如图8所示。
入口三相电流信号及其对应的θ角出口两相旋转坐标系的电流信号注1.IU_AD、IV_AD、IW_AD为经过A/D采样后得到的三相电流值，为外部变量。
SBCONSR模块为实现两个同一平面下的直角坐标系转换的子函数。流程图如图9所示。
入口在直角坐标系A中的坐标以及直角坐标系A与直角坐标系B之间的夹角出口在直角坐标系B中的坐标LPF模块实现数字化的低通滤波，滤出其中的直流分量。见图10所示。
入口当前时刻k的输入电流、上一时刻k-1的输出电流、滤波时间常数T和采样时间Δt出口直流分量直流侧电压控制模块实现对于直流侧电压的控制。流程图如图13所示。
入口APF的直流侧电容电压检测值以及直流侧电压设定值出口直流侧电压在两相静止坐标系下的调节信号REVSR模块本模块先将两相旋转坐标系下的直流分量变换为两相静止坐标系下的信号，再将其变换为空间矢量坐标系下基本电压矢量的和。其中需要调用SBCONSR模块，流程图如图11所示。
入口两相旋转坐标系下的电流直流分量信号和θ角出口电压矢量分解成的两相邻的基本矢量及其幅值WAVE模块本模块采用空间向量的原理、PWM五段发生方法，利用DSP内部专用硬件和命令生成PWM波形。流程图如图12所示。
入口电流方向参数和电压矢量分解成的两相邻的基本矢量及其幅值出口PWM波发生信号注1.DIR_SET为电流方向参数，0为正，1为负。
2.VECTX0、VECTX1为电压矢量分解成的两相邻基本矢量。
3.VAMPX0、VAMPX1为电压矢量分解出的两相邻基本矢量的幅值。
4.VABASE、VBBASE、VRBASE分别为空间矢量坐标系A、B、C坐标。
5.ACTR、CMPR1、CMPR2为DSP的事件管理器(EV)中的特殊寄存器，用于空间矢量法PWM波的生成。
在含有非线性原件的电力系统中，会有谐波产生。我们采取并联的方式将有源滤波器接入系统，CPU板程序开始初始化。电力系统的两相负载电流通过AD通道被采样进DSP，开始对两相电流进行谐波分析。由于电力系统是三相平衡系统，可以根据三相平衡原理由已知的两相电流求出另外一相电流，然后将三相电流经过3S/2S(三相静止坐标系/两相静止坐标系)变化，变化为两相静止的坐标系，再进行2S/2R(两相静止坐标系/两相旋转坐标系)变化，接着通过LPF滤出其中的直流分量，在此处要将补偿的角度Δθ加入运算，Δθ角由PLL采样得到，在加入补偿角以后，接着将两相旋转坐标系中的直流分量变化到空间矢量坐标系中得到谐波电流信号。设置一定的直流侧电压，实时检测APF的直流侧的电压实际值与设定值比较，差值经过PI调节器得到直流调节信号，经过反变换得到两相静止坐标系下的电压控制调节信号。此时，将检测的谐波电流信号减去直流侧电压控制调节信号得到补偿电流信号，然后再将这个补偿电流信号的空间矢量以PWM波的形式输出。输出的PWM波用来驱动IPM模块，产生用来补偿谐波的电流。具体的补偿容量由IPM模块的输出功率决定。由此，既可以达到补偿谐波的目的，又在补偿谐波的同时补偿了由于数字式控制器的计算延时，达到了实时补偿的目的。
通过计算机仿真证明了以上的论断，具体情况见图14-图17。仿真软件采用matlab6.0。图14为直流侧电压控制仿真图。仿真说明直流侧电压控制方法可以达到直流侧电容电压控制在给定的数值。图15为系统谐波电流补偿仿真图。仿真说明在直流侧电压控制到指定电压时，运用加预测补偿的选择次谐波检测方法可以检测出系统的谐波，并且可以进行补偿，补偿的结果很好，基本可以消除所需要补偿的选择的谐波。图16为直流侧电压控制的调节信号仿真图。仿真说明确实有直流侧电压控制的调节信号，并且在电压控制到指定值之后，随着电压的波动，依然可以通过直流侧的电压控制，将电压依然控制在指定电压上。图17为包含直流侧电压控制的加预测补偿的选择次谐波检测方法下检测出的指定次的5、7、11、13次谐波。仿真说明这种带有直流侧电压控制的新方法确实可以检测出指定次的谐波。
仿真实验证明采用发明的新方法确实可以做到所需要的直流侧的电压控制，并且经过直流侧电压控制之后的有源电力滤波器确实可以达到补偿谐波的结果。
权利要求
1.有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法，含有基于瞬时无功功率理论的有功电流ip、无功电流iq谐波检测的步骤，其特征在于它是一种在检测出第N次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqn后，再经过加入了延迟补偿角Δθ的特殊变换矩阵CΔθ以求出两相坐标系电流iαn、iβn后，再从中减去直流侧电压调节信号Δip以使得补偿电流信号ian、ibn、icn中含有一定的基波有功电流的方法，是一种建立在延迟预测补偿的选择性谐波检测基础上的直流侧电压控制方法，其中直流电压调节信号Δip是变流器直流侧电容电压给定值Udcr和上述电容电压反馈值Udcf的差，再经过一个PI调节器而得到的，它依次含有以下步骤(1)把相电压ea经倍频器N倍频后通过锁相环和正、余弦发生电路得到与ea同相位的正弦信号sin nωt和对应的余弦信号cosnωt，从而得到变换矩阵CnCn=-sinnωtcosnωtcosnωtsinnωt;]]>(2)把三相电流ia、ib、ic经过3S/2R(三相静止坐标系/两相旋转坐标系)变换，变换成静止的α、β两相坐标系的电流iα、iβiαiβ=C32·iaibic,]]>C32是变换矩阵；(3)把两相电流iα、iβ经过变换矩阵Cn得出在两相旋转坐标系下的各次谐波电流的有功和无功电流分量ipniqn=Cn·iαiβ=Cn·C32·iaibic;]]>(4)把各次谐波的有功和无功电流分量ipn、iqn经低通滤波器LPF滤波得出第N次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqn，再经过加入补偿角Δθ的特殊变换矩阵CΔθ求出两相坐标系下的电流iαn、iβniαniβn=CΔθ·i-pni-qn=-sin(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)sin(nωt+Δθ)-1·i-pni-qn;]]>其中，Δθ＝nωΔT；ΔT为补偿的时间间隔；(5)求出Udcr、Udcf之差经过PI调节器得到直流侧电压调节信号Δip；(6)负反馈叠加求出两相坐标系下第N次谐波电流的补偿信号为iαn'=iαn-C1-1·ΔipΔiq,Δiq=0]]>iβn'=iφn-C1-1·ΔipΔiq,Δiq=0;]]>(7)最终得出含有基波有功电流分量的第N次谐波电流补偿信号ian、ibn、icnianibnicn=C23·iαn'iβn',]]>步骤(2)-(7)在数字信号处理器DSP中进行。
2.根据权利要求1所述的有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法，其特征在于当需要补偿多个指定次谐波时要同时并行检测多次谐波，再把所有的各所需次谐波的电流分量iαn、iβn各自分别累加，得到所有谐波和，再从中减去直流侧电压调节信号，从而得到两相坐标系下的多次谐波的补偿信号。
3.根据权利要求1所述的有源电力滤波器变流器直流侧电压闭环控制方法而提出的系统，其特征在于，它含有依次与负载相连的霍尔元件、信号处理单元和DSP，和DSP中数字量输出端相连的脉宽调制电路PWM以及分别和DSP中直流侧电压控制输出端和电源相连的智能功率模块IPM模块。
全文摘要
有源电力滤波器的变流器直流侧电压闭环控制方法及系统属于有源电力滤波器技术领域，其特征在于它是一种选择性谐波检测方法，它在检测出第N次谐波有功和无功电流的直流分量后，再经过延迟补偿角变换矩阵C
文档编号H02J3/01GK1411118SQ0215387
公开日2003年4月16日 申请日期2002年12月6日 优先权日2002年12月6日
发明者王灏, 杨耕, 徐文立 申请人:清华大学