专利名称：充电电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于根据两个不同电源的电压差检测出电流方向来进行高效率充电的充电电路。
背景技术：
已知有如图6所示的使用了蓄电元件2和光发电元件30这两种不同电源和防逆流二极管40的充电电路6。
该充电电路6通过蓄电元件2来驱动驱动电路5。当光发电元件30产生的电压比蓄电元件2的电压高时，可以用光发电元件30充电蓄电元件2。充电电路6的正极一侧作为基准电位1，负极一侧作为电源电位。
光发电元件30具有接合P型半导体和N型半导体的PN结构造，通过串联连接4个PN结，可以得到约2.8V的电动势。
防逆流二极管40被连接在蓄电元件2和光发电元件30之间，使得从光发电元件30向蓄电元件2充电的电流方向，为防逆流二极管的正方向。
另外，该充电电路6驱动的驱动电路5，被连接在基准电位1和电源电位之间。
以下，说明图6所示的充电电路6的动作。
首先，说明蓄电元件2的电压比光发电元件30的电压低的情况。
光发电元件30产生的反方向电流，成为蓄电元件2的充电电流。另外，因为该电流方向相当于防逆流二极管40的正方向，所以不妨碍电流的流动，可以充电蓄电元件2。这时，在充电时成为正方向的防逆流二极管40的正方向电压约为0.4V左右。因而，实际上如果光发电元件30和蓄电元件2的电压差不超过0.4V就不能充电。
以下，说明蓄电元件2的电压等于或高于光发电元件30的电压的情况。
当蓄电元件2和光发电元件30的电压相同的情况下，因为两者电压平衡，所以从光发电元件30不会有反方向电流流动。而后，如果蓄电元件2的电压比光发电元件30的电压高，则这次假设电流要从蓄电元件2向光发电元件30一侧流动。但是，因为该电流方向相当于防逆流二极管40的反方向，所以电流向蓄电元件2一侧的流动被截断。
另外，防逆流二极管40是被称为使MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)进行二极管方式连接的使栅电极和漏电极短路的构造。进而，栅电压只施加成该晶体管的阈值电压。
但是，当光发电元件30和蓄电元件2的电压差大，充电电流增加的情况下，需要增加防逆流二极管40的电流供应量。因此，其构成为二极管连接的MOSFET的栅宽度/栅长度(以下，称为W/L)大。
当使用这样的防逆流二极管40的情况下，在光发电元件30和蓄电元件2的电压差小的情况下(约0.4v以下)，和光未照射在光发电元件30上因而电动势小的情况下(低照度时)等中，不能高效率地充电。另外，为了确保充分的电流供给量使防逆流二极管40的面积增大，存在装入有充电电路6的系统LSI的面积增大的问题。
作为解决上述问题的方法，在美国专利第4,291,266号公报中揭示了用运算放大器检测2个不同电源的电压差，逻辑切换充电和不充电的方法。
但是，在上述方法中，必须用被充电的蓄电元件驱动运算放大器。因此，在不充电时为了驱动运算放大器会消耗蓄电元件的能量，在极低电力驱动时存在着问题。
发明内容
本发明的目的在于提供使用根据两个不同电源的电压差检测电流方向的电流方向检测电路的充电电路以及钟表电路。
另外，本发明的目的在于提供一种即使在不充电时也不消耗蓄电元件能量的充电电路以及钟表电路。
进而，本发明的目的在于提供一种在LSI化的情况下可以小型化的充电电路以及钟表电路。
为了实现上述目的，本发明的充电电路的特征在于包含蓄电元件；发电元件；开关装置；把发电元件作为电源用于产生基准电流的基准电流产生电路；用基准电流比较上述蓄电元件和发电元件的电压，当发电元件的电压大的情况下接通开关装置用发电元件充电蓄电元件，当发电元件的电压小时断开上述开关装置防止从蓄电元件向发电元件的放电的比较控制电路。
另外，为了实现上述目的，本发明的钟表电路的特征在于包含用于驱动钟表移动的驱动电路；用于向驱动电路提供电力的蓄电元件；发电元件；开关装置；把发电元件作为电源用于产生基准电流的基准电流产生电路；用基准电流比较蓄电元件和发电元件的电压，当发电元件的电压大时接通开关装置用发电元件充电蓄电元件，当发电元件的电压小时断开开关装置防止从蓄电元件向发电元件的放电的比较控制电路。
进而，发电元件，理想的是光发电元件、热发电元件或者机械式发电元件。
进而，比较控制电路，理想的是具有公共负载，基准电流产生电路，在公共负载中使基准电流流过。
进而，比较控制电路，具有第1晶体管、第2晶体管、第1负载、第2负载以及公共负载，理想的是，公共负载的另一端子和发电元件以及蓄电元件的一端子连接，第1晶体管的第1端子与公共负载的一端子连接；第2端子与第1负载的一端子连接，以及第3端子与蓄电元件的另一端子连接，第2晶体管的第1端子与公共负载一端子连接，第2端子与第2负载一端子连接，以及第3端子与发电元件的另一端子连接，第1负载的另一端子与发电元件的另一端子连接，第2负载的另一端子与蓄电元件的另一端子连接，把第2晶体管的第2端子作为比较控制电路的输出和上述开关装置连接。
进而，第1晶体管、第2晶体管、第1负载以及第2负载，由MOSFET构成，第1晶体管以及第2晶体管的导电类型，理想的是第1负载以及上述第2负载的导电类型不同。
进而，第2晶体管中的栅宽度和栅长度的比，理想的是比第1晶体管中的栅宽度和栅长度的比大。
进而，理想的是发电元件的一端子和蓄电元件的一端子连接，发电元件的另一端子和开关装置的一端子连接，发电元件的另一端子和开关装置的另一端子连接。
进而，开关装置，理想的是用MOSFRT构成。
在本发明的构成中，作为从不同的2个电源的电压差中检测出电流方向的电流方向检测电路使用和蓄电元件分离的差动放大电路，因为在充电时和不充电时逻辑控制开关装置，所以可以降低充电时的导通电压。
另外，因为构成为在不充电时蓄电元件没有能量消耗，设置成在充电时使由光发电元件充电蓄电元件的电路动作，所以可以在充电时以及不充电时两方的状态下极力抑制蓄电元件的电力消耗。
进而，在本发明中，因为代替用以二极管连接的MOSFET形成的防逆流二极管，可以使用用MOSFET形成的开关装置，所以当实现同样的电流容许量的情况下，可以以约1/2次方缩小尺寸。因而，当LSI化充电电路的情况下，可以做成非常小。
图1是展示本发明的充电电路一例的电路图。
图2是展示本发明的充电电路的动作状态的波形图。
图3是展示本发明的充电电路的动作状态的波形图。
图4是展示本发明的充电电路的动作状态的波形图。
图5是展示把图1所示的充电电路利用在钟表电路中的例子的电路图。
图6是展示以往技术中的充电电路的电路图。
具体实施例方式
图1是展示本发明最佳实施方式中的充电电路3的电路构成图。
图1所示的充电电路3由蓄电元件2、恒压电路10、差动放大器20、开关装置29以及光发电元件30构成。进而，在图1中，把蓄电元件2的正极一方作为基准电位1，把负极一方作为电源电位。
在图1中，作为蓄电元件2使用锂离子蓄电池。另外，恒压电路10、差动放大电路20以及开关元件29由MOSFET构成。
光发电元件30具有接合P型半导体和N型半导体的PN结构造，如果在此照射光则因载流子的复合发电。此时，产生的反方向电流为充电电流。一般，在1个PN结上的电动势约是0.7V，串联连接多个以增加电动势。在图1的光发电元件30中，通过串联连接4个PN结可以得到约2.8V的电动势。
恒压电路10由基准电阻11、二极管连接的第3P型MOSFET12、第3N型MOSFET15、第4P型MOSFET13以及二极管连接的第4N型MOSFET14构成。另外，基准电阻11被连接在基准电位1和第4P型MOSFET13的源电极之间，第4P型MOSFET13的漏电极被连接在第4N型MOSFET14的漏电极上，第4N型MOSFET14的源电极被连接在光发电元件30的负极(电源电位)上。进而，第3 PMOSFET12被连接在基准电位1和第3N型MOSFET15的漏电极之间，第3PMOSFET12的栅电极和第4P型MOSFET13的栅电极连接，第3N型MOSFET15的栅电极和第4N型MOSFET14的栅电极连接，第3N型MOSFET15的源电极与光发电元件30的负极(电源电位)连接。
恒压电路10是所谓的带隙基准(band gap reference)型，各MOSFET在阈值电压附近动作，用各MOSFET的W/L以及基准电阻11的值确定输出点12a的电压。该输出电压，被设计成如果恒压电路10完全动作则为恒定。在这样的恒压电路10中，具有可以吸收周围温度和晶体管阈值电压等工艺变动的特性。
恒压电路10把光发电元件30作为电源动作，起到用于使一定的电流(基准电流)流过检测电流方向的差动放大电路20的公共负载21上的作用。如果恒压电路10的输出电压一定，则施加在作为P型MOSFET的公共负载21的栅电极上的电压为一定，可以使恒定电流流过公共负载21。
差动放大电路20由第1P型MOSFET27和第2P型MOSFET25、第1负载28、第2负载26和公共负载21构成。
公共负载21由P型MOSFET组成，其作用是为了把恒压电路10的输出点12a的电压作为该P型MOSFET的栅极电压施加，使恒定的电流流过。另外，公共负载21和恒压电路10的第3P型MOSFET12电流镜连接，根据在第3P型MOSFET12上流过的电流以及两者(公共负载21以及第3P型MOSFET12)的W/L比，确定流过公共负载21的电流。如果两者具有相同的W/L，则流过同样的电流。在图1的充电电路3中，把两者的W/L设定为相同。但是，在本发明中，并不限于这种构成。
进而，作为公共负载21，还可以使用电阻代替P型MOSFET。但是，这种情况下，因为根据施加在电阻上的电压电流线性变化，所以理想的是设置从外部生成一定电流的装置。
在差动放大电路20中，第1P型MOSFET27和第2P型MOSFET25，以及第1负载28和第2负载26，被连接成彼此面对，第1P型MOSFET27和第2P型MOSFET25的源电极之间和公共负载21的漏电极连接。公共负载21的源电极与基准电位1连接。第1负载28和第2负载26都是N型MSOFET。即，第1晶体管27以及第2晶体管25的导电类型和第1负载28以及第2负载26的导电类型不同。第1负载28的漏电极和第1P型MOSFET27的漏电极连接，第2负载26的漏电极和第2 P型MOSFET25的漏电极连接。第2负载26为连接漏电极和栅电极的二极管式连接。第1负载28的源电极与蓄电元件2的负极(电源电位)连接，第2负载26的源电极与光发电元件30的负极(电源电位)连接。进而，第1负载28的栅电极和第2负载26的栅电极相互连接。
差动放大电路20的输出点27a与作为N型MOSFET的开关装置29的栅电极连接。当在第1P型MOSFET27一侧流动的电流和在第2P型MOSFET25一侧上流动的电流不同的情况下，因为公共负载21要流过一定电流，所以差动放大电路20动作使得两者流过相同的电流。因而，把光发电元件30和蓄电元件2的电压差作为输出电压从输出27a输出。
这样，差动放大电路20检测光发电元件30和蓄电元件2的电压差，控制开关装置29的栅电压，控制开关装置29的漏电流。
以下，说明该充电电路3的动作。
首先，说明光发电元件30的电压比蓄电元件2的电压大的情况。
这种情况下，由光发电元件30进行蓄电元件2的充电(充电状态)。另外，流过把光发电元件30作为电源的恒压电路10的电流是一定的，从输出点12a输出恒定的电压。
差动放大电路20的公共负载21和恒压电路10的第3P型MOSFET12因为进行电流镜连接，所以如果两者的W/L是相同的，则在两者中流过相同的电流。另外，差动放大电路20动作，使流过公共负载21的电流始终保持一定。在充电状态中，差动放大电路20的第2P型MOSFET25的栅极，根据光发电元件30的电压变为导通状态，这时，二极管连接的第2负载26的栅电压偏移到电源电位一侧。与蓄电元件2相比光发电元件30的电压越大，第2负载26的栅电压越偏移电源电位一方。进而，在与第2负载26相对的位置上的第1负载28的栅电压，也同时向电源电位一方偏移，由此动作使第1负载28关闭。根据这样动作，确定差动放大电路20的输出点27a的输出电压。与蓄电元件2相比光发电元件30的电压越大，输出点27a的输出电压越向基准电位1一方偏移。因为输出点27a的输出电压控制开关装置29的栅电压，所以与蓄电元件2相比光发电元件30的电压越大，开关装置29的栅电压越偏移基准电位1一方，开关装置29的导通电流增加。这种状态，是用光发电元件30中产生的反向电流向蓄电元件2充电的充电状态。
以下，说明当光发电元件30的电压和蓄电元件2的电压差小的情况(包含光发电元件30和蓄电元件2的电压相等的情况)。
在光发电元件30和蓄电元件2的差小的过渡区域中，差动放大电路20的第2P型MOSFET25的栅电压和光发电元件30的电压为相同的程度。光发电元件30的电压，当从与蓄电元件2相比稍大的状态，到逐渐接近蓄电元件2的电压的情况下，第2负载26的栅电压从充电状态时的电压向基准电位1一方偏移(但是，未完全达到基准电位1)。进而，在光发电元件30的电压接近蓄电元件2的电压，引起充电和不充电的切换时，在差动放大电路20的基准电位1一方和电源电位一方之间流过贯通电流。其后，蓄电元件2的电压，即使在与光发电元件30的电压相比增大时，如果蓄电元件2的电压和光发电元件30的电压之电压差小并且第1负载28的栅电压未达到基准电位1，则开关装置29不能完全关闭。但是，如上所述，即使在光发电元件30的电压和蓄电元件2的电压差小的情况下，因为驱动差动放大电路20的是光发电元件30，所以蓄电元件2的消耗能量几乎是0。
另外，充电和不充电的切换时间可以任意变更。例如，因为使差动放大电路20的第2P型MOSFET25的截止时间比第1P型MOSFET27快，所以使第2P型MOSFET25的W/L比第1P型MOSFET27的W/L还大。这种情况下，光发电元件30的电压和蓄电元件2的电压相等的电压，只在偏置电压低的阶段，第2P型MOSFET25一方截止。由于第2P型MOSFET25一方截止，因而从充电切换为不充电。进而，偏置电压通过第1P型MOSFET27的W/L和第2P型MOSFET25的W/L的比设定。这样，由于设置偏置电压，因而在充电和不充电的切换时，可以减少在差动放大电路20上流过的贯通电流。
以下，说明光发电元件30的电压比蓄电元件2的电压小时的情况，和光发电元件30的电压下降成为构成恒压电路10的晶体管的阈值电压以下时的情况。
从上述的过渡状态中，如果光发电元件30的电压相对蓄电元件2降低，则第2负载26的栅电压向基准电位1一方偏移，把开关装置29设置为关闭状态。
如上所述，其构成是恒压电路10的输出点12a的输出电压通常输出一定的电压。但是，光发电元件30的电压如果变为构成恒压电路10的晶体管的阈值电压以下，则恒压电路10的输出点12a的输出电压迅速下降接近0V。即，恒压电路10不工作。例如，当构成恒压电路10的晶体管的阈值电压是0.5V的情况下，如果光发电元件30的电压变为0.5V以下，则恒压电路10不能输出恒定电压(即，不能向公共负载21提供基准电流)。如果恒压电路10的输出点12a的输出电压下降到接近0V，则差动放大电路20的公共负载21的栅电压降低，差动放大电路20完全停止。在该状态下，完全只用蓄电元件2驱动钟表驱动电路等的系统电路。进而，在该状态中，开关装置29变为完全关闭状态，只流过构成开关装置29的晶体管的漏电流的电流。即，不产生从蓄电元件2向光发电元件30的电流的逆流。
这样，恒压电路10把光发电元件30作为电源动作。因而，如果光发电元件30的电压下降恒压电路10不能动作，则流过公共负载21上的电流也下降，差动放大电路20自身变为非动作状态。即，图1的充电电路是不充电状态时，恒压电路10以及差动放大电路20变为非动作状态，蓄电元件2的能量消耗几乎没有。进而，即使在充电状态下，因为恒压电路10把光发电元件30作为电源，所以为了使恒压电路10动作不消耗蓄电元件2的电力。即，在充电时以及不充电时充电电路3，具有几乎不消耗蓄电元件2的能量的优点。
另外，在图6所示的以往的充电电路6中，相对于用防逆流二极管40被动地切换充电和不充电，在本发明的充电电路3中的不同点是，在差动放大电路中实际还监视2个电源(光发电元件以及蓄电元件)，主动地检测电流方向。
在图6所示的以往例子中，因为通过短路MOSFET的栅极和漏极的二极管连接形成防逆流二极管40，所以防逆流二极管40的栅电压只被施加阈值电压。其结果，为了确保电流供给需要增大防逆流二极管40的大小。
与此相反，在本发明中，代替用二极管连接的MOSFET形成的防逆流二极管，因为可以使用用MOSFET形成的开关装置，所以当实现系统电流容许量的情况下，可以以约1/2次方缩小尺寸。这从漏电流相对栅电压的2次曲线可知。
用图2～图4进一步说明本发明的充电电路3的动作。
图2是展示在图1所示的充电电路3中，在把蓄电元件2的电压设定为一定时，相对光发电元件30的电压的差动放大电路20的输出点27a的电压变化的曲线图。
在图2中，横轴表示光发电元件30的电压，纵轴表示差动放大电路20的输出点27a的电压。另外，各曲线101、102、103以及104，表示蓄电元件2的电压分别是-0.5V，-1.0V，-1.5V以及-2.0V。
从图2看出，在光发电元件30的电压比蓄电元件2的电压的绝对值大的区域上，差动放大电路20的输出电压是基准电位1一侧(0V一侧)。与此相反，如果光发电元件30的电压在蓄电元件2的电压的绝对值以下，则判断为相对差动放大电路20的输出电压1更低。
光发电元件30的电压比蓄电元件2的电压大时和光发电元件30的电压在蓄电元件2的电压以下时的差动放大电路20的输出电压的差是约0.7V左右。
图3是展示在图1的充电电路3中，当把蓄电元件2的电压设置为一定的情况下，相对光发电元件30的电压，开关装置29的漏电流变化的曲线图。
在图3中，横轴表示光发电元件30的电压，纵轴表示开关装置29的漏电流。另外，各曲线表示蓄电元件2的电压变化的情况，各曲线101a、102a、103a、104a分别与蓄电元件2的电压为-0.5V，-1.0V，-1.5V以及-2.0V对应。
开关装置29的栅电压用差动放大电路20的输出电压控制。因而，开关装置29的漏电流的变化，与差动放大电路20的输出点27a相对图2所示的光发电元件30的电压变化对应。
如图3所示，当光发电元件30的电压比蓄电元件2的电压的绝对值大的情况下，在开关装置29中流过电流。但是，如果光发电元件30和蓄电元件2的电压差小，则电流逐渐减少。如果光发电元件30的电压在蓄电元件2的电压的绝对值以下，则没有电流流过。
图3展示出在光发电元件30的电压比蓄电元件2电压大的充电状态中差动放大电路20的输出电压作用使开关装置29导通，反之在光发电元件30的电压在蓄电元件20的电压以下时作用使开关装置29关闭。
图4展示出相对光发电元件30的电压的差动放大电路20的输出电压以及差动放大电路20的第1P型MOSFET27一侧上流过的电流。
曲线103展示出图2所示的蓄电元件2的电压在-1.5V的情况下的光发电元件30的电压和差动放大电路20的输出电压的关系。
曲线103展示差动放大电路20的第2P型MOSFET25的W/L和第1P型MOSFET27的W/L相同的情况。另外，虚线106展示使差动放大电路20的第2P型MOSFET25的W/L比第1P型MOSFET27的W/L大，给予输入偏置电压的情况。进而，点划线107展示使差动放大电路20的第2P型MOSFET25的W/L比第1P型MOSFET27的W/L小，不给予输入偏置电压的情况。
分别以103b、106b、107b展示在103、106以及107对应的差动放大电路20的第1P型MOSFET27一侧流过的电流。
如图4所示，差动放大电路20的输出电压，按照曲线106、103、107的顺序向基准电位1一侧(0v一侧)偏移。另外，流过差动放大电路20的开关装置29的电流，按照曲线106b、103b、107b的顺序增加。
相对构成差动放大电路20的第2P型MOSFET25的W/L，第1P型MOSFET27的W/L越小，输入偏置电压越大，流过第1P型MOSFET一方的电流小。随之，差动放大电路20的输出电压从基准电位1一方(在图4中是0V一方)向低电压一方偏移。
这意味着在光发电元件30和蓄电元件2的电压差检测时，可以用包含偏置电压成分的电压检测。例如，通常，当光发电元件30的电压在蓄电元件2的电压以下的情况下，开关装置29变为关闭。但是，如果增加上述的偏置电压，则光发电元件30的电压和偏置电压相加后的电压是否等于或小于蓄电元件20的电压将成为问题。因而，使开关装置29关闭的电压只以偏置电压的量，从基准电位1一方(在图4中是0V一侧)向低电压一侧偏移。
这样，通过用差动放大电路20的第2P型MOSFET25以及第1P型MOSFET27设定偏置电压，可以设定开关装置29的驱动时间。因而，能够决定用防逆流二极管固定的充电和不充电的切换时刻的偏置电压(例如，0.4V)可设定为数十mV。在本实施方式中，使第2晶体管25的W/L比第1P型MOSFET27的W/L大，把充电和不充电的切换时刻的偏置电压设定为40mV。
相对在以往例子中所示的图6的充电电路6中，用防逆流二极管40被动地切换充电和不充电来说，如上所述，本发明的充电电路3的不同点是主动地检测电流方向。
另外，在以往例所示的图6的充电电路6中，通过短路MOS晶体管的栅和漏的二极管连接形成防逆流二极管40。因而，防逆流二极管40的栅电压只被施加阈值电压，防逆流二极管40的正方向导通电压也高约0.4V。进而，为了确保电流供给量需要增加防逆流二极管40的尺寸。
在本发明中，代替用二极管连接的MOSFET形成的防逆流二极管，因为可以使用以MOSFET形成的开关装置，所以当实现了同样的电流容许量的情况下，可以以约1/2次方缩小尺寸。这还可以从漏电流相对栅电压的2次曲线知道。
进而，分离检测不同的2个电源的电压差的差动放大电路20的电源，把一方设置为蓄电元件2一侧，把另一方设置为光发电元件30一侧。另外，设置成把限制流过差动放大电路20的公共负载21的电流的恒压电路10的电源与光发电元件30一侧连接。因而，从充电时到不充电时，可以在全部的状态中把蓄电元件2的能量消耗设置在非常低。
进而，通过用与2个不同电源连接的差动放大电路构成充电电路，可以在充电时和不充电时逻辑通·断开关装置，可以使充电时的导通电压降低到数十mV。
图5是展示把图1所示的充电电路3用于时间电路60的例子。在图5中，在和图1相同的构成部分上标注相同的号码。
在图5中，第1开关51和光发电元件30并联连接。第1开关51作为蓄电元件2的过充电防止用的开关功能。因而，如果蓄电元件2的电压达到规定电压值以上，则第1开关导通，短路光发电元件30使端子间电压下降。
电容54经由第2开关52与光发电元件30的电流路径连接。电容54是当蓄电元件2的电压下降到不能驱动驱动电路56的情况下，用于迅速驱动驱动电路56的电容。
第2开关52在用于驱动钟表运转的驱动电路56的迅速驱动时被短路。另外，第2开关52在蓄电元件2的电压上升到可以只用蓄电元件2的电压驱动驱动电路56(始终驱动时)时则被断开。
第3开关53被设置在光发电元件30和蓄电元件2之间。第3开关3是用于驱动电路56的急速驱动时和始终驱动时的开关。
电压检测装置55始终监视蓄电元件2的电压，进行第1、第2以及第3开关的通·断控制。
以下说明图5的动作。
首先，说明用蓄电元件2驱动驱动电路56的状态(正常驱动)。电压检测装置55监视蓄电元件2的电压，当蓄电元件2的电压超过了1.3v时，断开第2开关52，接着接通第3开关53，由蓄电元件2驱动驱动电路56。进而，1.3v是一例，根据状况可以有各种变更。
另外，在该状态下，如上所述充电电路3的差动放大电路20一边参照光发电元件30和蓄电元件2的电压，一边切换充电和不充电状态。蓄电元件2为了防止充电的劣化必须不能超过规定电压值以上。因而，电压检测装置55监视蓄电元件2的端子间电压，如果超过2.6v则关闭第1开关，短路光发电元件30。因此，光发电元件30的电压下降，防止蓄电元件2的电压达到2.6v以上。进而，2.6v是一例，根据状况可以有各种变更。
以下，说明蓄电元件2的电压下降到不能驱动驱动元件56的电压，驱动电路56停止的状态。
在该状态下，第1开关51关闭，第2开关52导通，第3开关53关闭。在该状态下如果光照射光发电元件30，则和充电元件2一同充电电容54。其后，用电容54急速驱动驱动电路56。
进而，在图1所示的充电电路3以及图5所示的钟表电路60中，作为发电元件使用光发电元件30，但代替光发电元件30也可以使用热发电元件和机械式发电元件等。作为热发电元件，有利用人体发出的热量，采用BiTe(铋·碲)系列合金的电发热元件等。另外，作为机械式发电元件，具有靠传递来的转动驱动力转动的发电用转子的小型自动卷绕用发电机。另外，当热发电元件和机械式发电元件的发电电压低的情况下，可以适宜使用升压电路等。
权利要求
1.一种充电电路，包括蓄电元件；发电元件；开关装置；用于把上述发电元件作为电源产生基准电流的基准电流产生电路；使用上述基准电流比较上述蓄电元件和上述发电元件的电压的比较控制电路，当上述发电元件的电压大的情况下把上述开关装置设置为导通，用上述发电元件充电上述蓄电元件，当上述发电元件的电压小的情况下把上述开关装置设置为断开，防止从上述蓄电元件向上述发电元件放电。
2.权利要求1所述的充电电路，上述发电元件是光发电元件。
3.权利要求1所述的充电电路，上述发电元件是热发电元件。
4.权利要求1所述的充电电路，上述发电元件是机械式发电元件。
5.权利要求1～4中任一项所述的充电电路，上述比较控制电路是具有公共负载的差动放大电路，上述基准电流产生电路在上述公共负载上流过上述基准电流。
6.权利要求1～4中任一项所述的充电电路，上述比较控制电路具有第1晶体管、第2晶体管、第1负载、第2负载以及公共负载，上述公共负载的另一端子和上述发电元件以及上述蓄电元件的一端子连接，上述第1晶体管的第1端子与上述公共负载的一端子连接，第2端子与上述第1负载的一端子连接，以及第3端子和上述蓄电元件的另一端子连接，上述第2晶体管的第1端子与上述公共负载的上述一端子连接，上述第2端子与上述第2负载的一端子连接，以及第3端子和上述发电元件的另一端子连接，上述第1负载的另一端子与上述发电元件的另一端子连接，上述第2负载的另一端子与上述蓄电元件的另一端子连接，把上述第2晶体管的上述第2端子作为上述比较控制电路的输出与上述开关装置连接。
7.权利要求6所述的充电电路，上述第1晶体管、上述第2晶体管、上述第1负载以及上述第2负载用MOSFET构成，上述第1晶体管以及上述第2晶体管的导电类型，和上述第1负载以及上述第2负载的导电类型不同。
8.权利要求7所述的充电电路，上述第2晶体管中的栅宽度和栅长度的比，比在上述第1晶体管中的栅宽度和栅长度的比大。
9.权利要求1～4中任一项所述的充电电路，上述发电元件的一端子和上述蓄电元件的一端子连接，上述发电元件的另一端子和上述开关装置的一端子连接，上述蓄电元件的另一端子和上述开关装置的另一端子连接。
10.权利要求9所述的充电电路，上述开关装置由MOSFET构成。
11.一种钟表电路，包括用于驱动钟表移动的驱动电路；用于向上述驱动电路提供电力的蓄电元件；发电元件；开关装置；用于把上述发电元件作为电源产生基准电流的基准电流产生电路；使用上述基准电流比较上述蓄电元件和上述发电元件的电压的比较控制电路，当上述发电元件的电压大的情况下把上述开关装置设置为导通，用上述发电元件充电上述蓄电元件，当上述发电元件的电压小的情况下把上述开关装置设置为断开，防止从上述蓄电元件向上述发电元件放电。
12.权利要求11所述的钟表电路，上述发电元件是光发电元件。
13.权利要求11所述的钟表电路，上述发电元件是热发电元件。
14.权利要求11所述的钟表电路，上述发电元件是机械式发电元件。
15.权利要求11～14中任一项所述的钟表电路，上述比较控制电路是具有公共负载的差动放大电路，上述基准电流产生电路在上述公共负载上流过上述基准电流。
16.权利要求11～14中任一项所述的钟表电路，上述比较控制电路具有第1晶体管、第2晶体管、第1负载、第2负载以及公共负载，上述公共负载的另一端子和上述发电元件以及上述蓄电元件的一端子连接，上述第1晶体管的第1端子与上述公共负载的一端子连接，第2端子与上述第1负载的一端子连接，以及第3端子和上述蓄电元件的另一端子连接，上述第2晶体管的第1端子与上述公共负载的上述一端子连接，第2端子与上述第2负载的一端子连接，以及第3端子和上述发电元件的另一端子连接，上述第1负载的另一端子与上述发电元件的另一端子连接，上述第2负载的另一端子与上述发电元件的另一端子连接，把上述第2晶体管的上述第2端子作为上述比较控制电路的输出与上述开关装置连接。
17.权利要求16所述的钟表电路，上述第1晶体管、第2晶体管、第1负载以及第2负载由MOSFET构成，上述第1晶体管以及上述第2晶体管的导电类型，和上述第1负载以及上述第2负载的导电类型不同。
18.权利要求17所述的钟表电路，上述第2晶体管中的栅宽度和栅长度的比，比上述第1晶体管中的栅宽度和栅长度的比大。
19.权利要求11～14中任一项所述的钟表电路，上述发电元件的一端子和上述蓄电元件的一端子连接，上述发电元件的另一端子和上述开关装置的一端子连接，上述蓄电元件的另一端子和上述开关装置的另一端子连接。
20.权利要求19所述的钟表电路，上述开关装置用MOSFET构成。
全文摘要
因为对蓄电元件的充电需要在光发电元件产生的电动势和防逆流二极管的正方向导通电压以上，所以充电效率差。进而，如果考虑光发电元件的高照度时的电流供给量则面积大。通过使用电源分离通过2个不同电源的电压差检测电流方向的电流方向检测电路的差动放大电路构成充电电路，在充电时和不充电时逻辑通·断开关装置，可以降低充电时的导通电压，而且使逻辑动作的晶体管的大小缩小为比防逆流二极管的面积还小。进而，在全部状态中充电电路中蓄电元件几乎没有能量消耗。
文档编号H02J7/35GK1493103SQ0280473
公开日2004年4月28日 申请日期2002年12月10日 优先权日2001年12月10日
发明者相原克好, 野崎孝明, 岩仓良树, 明, 树 申请人:西铁城时计株式会社