专利名称：软开关隔离变换器的拓扑方法及电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关隔离变换器的拓扑方法及电路，尤其涉及输出整流器件、功率管都在零电压条件下实现开关功能的软开关隔离变换器的拓扑方法及电路。
在申请号为01130002.7的“固定传输比零电压开关隔离变换器”中国发明专利申请(公开号CN1354553A，
公开日2002年6月19日)中，公布了单端正激、推挽式、全桥式和半桥式等四种拓扑的软开关隔离变换器，其采用的技术方案核心是，用于隔离变压的开关变压器的次级经整流器件直接连至输出滤波电容；在常规的开关隔离变换器的拓扑结构中，供电侧串联由箝位二极管和高频扼流电感并联组成的网络，其中箝位二极管的阴极连接高电位点。
该专利所述的“固定传输比零电压开关隔离变换器”增加了串联在供电主回路中的箝位二极管和高频扼流电感，它们都是功率器件，使开关隔离变换器的体积和成本都有所增加。
为减小开关变换器对负载或输入电压源的冲击，一般设置有软启动过程，在通电起初或在过载保护后的重启动过程中，功率开关的导通占空比在一定的时间内由零渐渐增大到稳态时的值。由上述专利申请公开的说明书得知，使用该专利技术的隔离变换器，其输出电压基本与功率开关的导通占空比无关，换句话说，即在某一固定负载电阻下，稳态时45％占空比和启动过程中5％占空比传输的功率一致，必然有从输入电压源吸入的脉冲电流，在5％占空比时的值是45％占空比时的9倍，即在启动过程中，该隔离变换器会对输入电压源产生较大的电流冲击，对功率开关也一样形成电流冲击。
还有一种称为电压输入、峰值整流输出的软开关技术，采用固定频率和占空比的正激变换形式，单端正激、推挽、半桥、全桥式等拓扑结构都有使用。以单端正激式变换器为例，包括电压源1Vs、功率开关管1Q1、变压器1T1、整流二极管1D1、滤波电容1C1，电阻1RL是该变换器的负载，连接示于
图1；部分支路的电压、电流波形示于图2；其中id1是通过整流二极管1D1的电流，iq1是通过功率开关管1Q1、电压源1Vs的电流。
如图2所示，该变换器的工作情况是(1)在t0-t1后半段，功率开关管1Q1继续处于导通状态，电压源1Vs通过变压器1T1、二极管1D1向滤波电容1C1充电和负载电阻1RL供电，电容1C1两端电压1V2得到一个电压值VO1，通过二极管1D1的电流为VO1/1RL；(2)接着在t1-t2期间，开关管1Q1截止，滤波电容1C1通过负载电阻1RL放电，其两端电压1V2从VO1开始逐渐下降到VO2；(3)当开关管1Q1由截止转到导通瞬间即t2时刻，电压源1Vs通过变压器1T1、二极管1D1向电压下降了的滤波电容1C1充电，由于它们都是低内阻，微小的电压差(VO1-VO2)将引起极大的充电电流，有窄脉冲形状的高峰值电流通过功率开关管1Q1、二极管1D1、电压源1Vs等，对它们造成电流冲击，大的电流变化率产生强电磁辐射；根据电容1C1上的电压又恢复到放电前的值，得知该窄脉冲电流在短暂的维持时间t2-t3期间内的积分(即充电总电荷)和滤波电容1C1在t1-t2期间放电电流的积分(即放电总电荷)相等；(4)若负载电阻1RL短路，则在开关管1Q1导通时，电压源1Vs通过变压器1T1、二极管1D1向短路负载供电，它们都是低内阻，极大的电压差将引起电流失控，瞬间损坏开关管1Q1或二极管1D1等。
正是由于这种软开关变换器对输入电压源和功率开关管等产生大的电流冲击，大的电流变化率产生强电磁辐射，负载短路时容易损坏器件，所以仅用于部分小功率输出、输出端不被用户触及而减少负载短路机会的场合，如内部线路供电，应用范围狭窄。
为应用于更宽的场合，在现有技术的正激类软开关变换器中，都设置有输入或输出扼流电感，正常工作时用于平滑电流，负载短路时限制电流的上升速度，为保护功率开关管等赢得宝贵的时间。但变换的全部功率要通过它，其体积较大。
现有技术的一个典型的串联恒流源，如图3所示，包括电压源3Vs、功率调整管3Q1、偏置电阻3R1、电流检测电阻3R2和误差放大管3Q2；电阻3RL是恒流源的负载。功率调整管3Q1工作于放大状态，受误差放大管3Q2的作用调整其DS两端电压，使通过负载电阻3RL的电流值恒定。功率调整管3Q1的DS两端电压比完全导通时的要高，功耗自然也要大，所以普遍认为恒流源不适合在开关变换器中做功率开关器件。
本发明的目的通过以下技术方案来实现用于隔离变压的开关变压器的次级经整流器件直接连至输出滤波电容，在常规的单端正激、推挽、半桥、全桥式变换器等的拓扑结构中，用可控恒流源做功率开关，可控恒流源的恒流设定值为刚好满足功率传输所需的最小电流再增加一定比例的余量。
本发明的软开关隔离变换器避免了上述现有技术的不足之处，不但输出整流器件、可控恒流源中的功率管同时实现零电压开关，降低了开关损耗和电磁干扰，而且整个工作过程包括启动过程都不对输入电压源等产生电流冲击；另外，本发明的功率传输回路简洁，使用的功率元件少，有效地降低了成本；天然具有限流保护功能，有效抑制负载短路时的电流上升幅度；再有，本发明对开关变压器的励磁电感和初次级绕组分布电容、功率管的输出电容等参数的要求也相当宽松，同时可调整脉宽控制器输出的驱动脉冲的占空比，使电路适应上述分布参数的影响，保证软开关的实现；所以本发明具有电磁干扰小、结构简单、对器件参数要求不严格、成本低且转换效率高等突出优点。
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
图4所示的电流/电压转换器I/V是一种电流传感器，可以是一个低值电阻，也可以是变压器式电流互感器，还可以是霍尔效应电流传感器，它们都可将电流转换为电压；所述的比较器4U1可以是集成电路，也可以是一只NPN三极管，等同参考电压Vref为基射之间导通阈值的比较器，其基极接电流/电压转换器I/V的输出端CS3，发射极接可控恒流源的低电压端3，集电极接二极管4D2的阴极。
为便于绘制其它实施例的原理图，将图4所示的可控恒流源按引出线一一对应的规则用一个简单的图形替代，所述的替代图形如图5所示，1是控制极，2是高电压端，3是低电压端，圆圈表示为多元件构成的组件，箭头表示电流的流动方向。
现在来叙述可控恒流源的工作原理(1)当控制端1输入低电平时，由于比较器4U1的正向电平输出会被二极管4D2反向阻断，所以功率管4Q1的基极b没有正向驱动电压而处于截止状态，简称可控恒流源截止；(2)当控制端1输入高电平时，功率管4Q1的基极b得到正向驱动电压而处于恒流源的工作状态，简称可控恒流源导通，其恒流设定值可用参考电压Vref的值除以电流/电压转换器I/V的转换系数得到。其处于恒流状态的理由是当通过功率管4Q1集电极c、发射极e的电流超过设定值时，转换器I/V的输出值将大于参考电压Vref，使比较器4U1的输出端电压下降，因为功率管4Q1基极b的驱动电压是比较器4U1输出端的电压加二极管4D2的正向导通压降，所以功率管4Q1的基极b驱动电压下降，进而使通过功率管4Q1的电流下降，直到该电流等于设定值；反之，当通过功率管4Q1集电极c、发射极e的电流小于设定值时，转换器I/V的输出值将小于参考电压Vref，使比较器4U1的输出端电压上升，功率管4Q1基极b的驱动电压也同步上升，进而使通过功率管4Q1的电流上升，直到该电流等于设定值。
(3)当由于负载的原因，即使功率管4Q1饱和导通，通过功率管4Q1的电流仍不能达到恒流设定值时，功率管4Q1在控制端1输入高电平时将饱和导通，压降可以忽略。本发明的几个实施例中的可控恒流源内的功率管就是工作在这种状况。
二、软开关隔离变换器的拓朴方法本发明的软开关隔离变换器的拓朴方法是，软开关隔离变换器包括用于隔离变压的开关变压器和产生控制信号的脉宽控制器，所述的开关变压器次级经整流器件直接连至输出滤波电容，脉宽控制器输出的驱动脉冲的频率、电平、占空比、电气隔离都满足需要，其特征在于在常规的单端正激、推挽、半桥、全桥式变换器等的拓扑结构中，用可控恒流源做功率开关，可控恒流源的导通与截止由脉宽控制器产生的控制信号决定，可控恒流源的构成如图4所示。
其特征还在于，可控恒流源的恒流设定值Iset选择方法为，同时满足以下4个条件所需的最小电流值，再增加一定比例的余量如2％至20％1、可控恒流源导通时，其中的功率管饱和导通；2、输入电压源处于最大值，表示为Vimax；3、在变换器可以正常工作的前提下，电压输出两端接最小的负载电阻RLmin；4、可控恒流源受高电平作用进入导通状态的占空比为DUTY。
在按上述方法选择的恒流设定值的条件下，在控制极为高电平时，可控恒流源导通，其中的功率管是饱和导通的，简称可控恒流源饱和导通，若负载电阻的阻值大于RLmin，会出现可控恒流源饱和导通、但电流仍达不到恒流设定值的情况，可控恒流源饱和导通自然不成问题；在控制极为低电平时，可控恒流源进入截止状态。
本发明的软开关隔离变换器的拓朴方法应用于不同的正激类隔离变换器中，得到如下四种典型的应用电路单端正激式软开关隔离变换器、推挽式软开关隔离变换器、半桥式软开关隔离变换器、全桥式软开关隔离变换器。
三、单端正激式软开关隔离变换器如图6和图7所示，本发明实施例之一的单端正激式软开关隔离变换器，包括产生控制信号的脉宽控制器6U1以及开关变压器6T1；所述的变压器6T1初级绕组NP的同名端6p1与输入电压源6Vs的正端相连，次级绕组NS的同名端6p3接整流二极管6D1的阳极；所述的二极管6D1的阴极、变压器6T1次级绕组NS的非同名端6p4分别接输出滤波电容6C2的正、负极，并同时作为输出电压6Vo的正、负极引出。
在图6中，变压器6T1初级绕组NP和其励磁电感6L1、电容6C0三者并联，其中电容6C0是变压器6T1的初次级绕组的分布电容、二极管6D1的结电容折算至变压器初级后的总和；电容6C1并联在可控恒流源6S1的高、低电压端之间，是可控恒流源6S1的输出电容与外并电容之和。
从图6可以看出，本发明的特征在于含有一个可控恒流源6S1，所述的恒流源6S1的控制极1接受脉宽控制器6U1的输出电压控制，高电压端2接开关变压器6T1初级绕组NP的非同名端6p2，低电压端3与输入电压源6Vs的负端相连，恒流设定值Iset按上述“软开关隔离变换器的拓朴方法”中的规定选择。
本发明的特征还在于，脉宽控制器6U1输出的驱动脉冲6V1用于控制可控恒流源6S1的导通和截止，其占空比DUTY固定，取值在30％至70％之间，它是恒流设定值Iset和作用于可控恒流源6S1上的电压二者折衷的结果；所述的可控恒流源6S1中的功率管是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极晶体管)加上反并联快恢复或超快恢复二极管，整流二极管6D1是快恢复或超快恢复二极管。
现在来说明恒流设定值Iset的计算方法满足条件1和条件2，得到最大输出电压Vomax＝Vimax/NP*NS-VD，其中NP、NS分别为变压器6T1的初、次级绕组的匝数，VD是整流二极管6D1的正向导通压降；再满足条件3和条件4，得到最大输出电流Iomax＝Vomax/RLmin，它等于变压器次级按占空比DUTY间歇传输电流在一个周期内的平均值，该间歇传输电流值为Iomax/DUTY，折算到变压器初级绕组侧即可控恒流源侧的值为Iomax/DUTY*NS/NP；可控恒流源的恒流设定值Iset可选择为Iomax/DUTY*NS/NP+Iep(其中Iep为初级绕组励磁电流的峰值，由于对传输到输出端的电流无贡献而单独追加)，再增加一定比例的余量如2％至20％，以确保可控恒流源在控制极为高电平时饱和导通。完整的算式表示为Iset等于(Vimax/NP*NS-VD)/(RLmin*DUTY)*NS/NP+Iep再乘以1.02至1.20。
本发明的单端正激式软开关隔离变换器，从输入电压源6Vs吸入的电流等于可控恒流源6S1的通过电流，不会大于恒流设定值Iset，所以在本变换器启动过程中、稳态工作时和负载短路保护时，都不对输入电压源产生电流冲击。
下面分析本发明实施例之一的单端正激式软开关隔离变换器的工作原理，详细说明整流二极管6D1、可控恒流源6S1中的功率管实现软开关的情形。
为了便于分析该变换器的工作原理，做以下三点接近实际的假定(后续的推挽式软开关隔离变换器的工作原理分析，基于同样的假定)1.所有元器件都是理想的，即忽略可控恒流源的导通压降，忽略二极管、可控恒流源截止时的漏电流，忽略电容的串联电阻等。
2.输出滤波电容足够大，在一个开关周期内，它等效于恒值电压源。
3.未指定参考点的电压均相对于输入电压源的负端。
本发明所述的单端正激式软开关隔离变换器的一个完整的工作周期可分为t0到t3共3个时间段来描述，其主要电量波形如图7所示。设在t0时刻之前，可控恒流源6S1处于截止状态。
1.t0-t1时间段如图7所示，在时刻t0，可控恒流源6S1在控制器6U1输出的驱动脉冲6V1的作用下饱和导通，输入电压源6Vs(其数值也用6Vs表示)作用于开关变压器6T1的初级绕组NP，并通过变压器6T1和整流二极管6D1给输出滤波电容6C2充电；变压器6T1次级电压6V4被箝位在6Vo+VD上，根据匝比约束关系，有6Vs/NP＝(6Vo+VD)/NS，其中NP、NS分别是变压器6T1的初、次级匝数，得到6Vo+VD＝6Vs*NS/NP。
如图7所示，t0-t1时间段，作用在励磁电感6L1上的电压都为6Vs，所以励磁电流6I1线性上升，增量为Ir1＝6Vs*(t1-t0)/6L1；设到t1时刻，6I1上升至Im。
2.t1-t2时间段在t1时刻，可控恒流源6S1在驱动脉冲6V1和电容6C1的共同作用下零电压关断；在下行励磁电流6I1的作用下，电容6C1两端的电压6V2上升，微小的增量使作用于变压器6T1初级的电压6V3(＝6Vs-6V2)下降，折算到变压器6T1次级的电压6V4小于6Vo+VD，二极管6D1在零电压下关断；二极管6D1关断后，变压器6T1次级相当于开路。
t1-t2时间段内，相当于电压源6Vs作用在励磁电感6L1、电容6C0的并联网络与电容6C1组成的串联电路上，电容6C0、6C1与励磁电感6L1开始谐振。
如图7所示，电容6C1两端的电压6V2按正弦规律变化；到t2时刻，6V2再次谐振到0，电容6C0、6C1上的电压又回到t1时刻的值，根据无损谐振过程中谐振网络保持总存储能量守恒的特征，得到励磁电流6I1的数值和其在t1时刻的数值相同，但方向相反，即6I1＝-Im。
t1-t2时间段内，变压器6T1初级两端的电压6V3(＝6Vs-6V2)按正弦规律变化，同样其次级的电压6V4也按正弦规律变化；到t2时刻，变压器6T1初级的电压6V3谐振到6Vs，根据匝比约束关系，有6Vs/NP＝6V4/NS，次级的电压6V4＝6Vs*NS/NP＝6Vo+VD，二极管6D1在零电压下导通，给输出滤波电容6C2充电，电压6V4被箝位在6Vo+VD上。
3.t2-t3(t0)时间段变压器6T1次级电压6V4被箝位在6Vo+VD上，因此变压器6T1初级电压6V3也被箝位在6Vs上，6C1两端的电压6V2就被箝位在0上；在6Vs的电压作用下，变压器6T1初级的励磁电流6I1自负向正线性上升，速率为6Vs/6L1，到达t3时的上升增量Ir2为6Vs*(t3-t2)/6L1；设计使得该增量小于Ir1，也就是t3-t2＜t1-t0，就有到t3时刻，励磁电流6I1仍然为负值，电容6C1两端的电压6V2继续被箝位在0上。
由于可控恒流源6S1的高、低电压两端电压就是电容6C1两端的电压6V2，所以t3时刻导通可控恒流源6S1，是零电压导通；又一个新的工作周期自可控恒流源6S1导通开始，t3时刻相当于新的工作周期的t0时刻。
从上述的整个工作周期看，可控恒流源6S1、整流二极管6D1均是零电压导通和零电压关断，简称软开关。
下面分析可控恒流源6S1和整流二极管6D1实现软开关的条件。
设可控恒流源6S1的开关周期为T，导通占空比为DUTY，整流二极管6D1的正向压降为VD，占空比DUTY在30％至70％之间。
在可控恒流源6S1导通时，因开关变压器6T1的初次级匝数的约束关系，输出电压6Vo与输入电压源6Vs之间的关系满足6Vs/NP＝(6Vo+VD)/NS，其中NP、NS分别是变压器6T1的初次级匝数，得6Vo＝6Vs*NS/NP-VD；导通占空比DUTY在30％至70％之间时，输出电压6Vo不变，给调整占空比来满足零电压开关创造了条件。
t1-t2时间是励磁电感6L1、电容6C1、电容6C0谐振为可控恒流源6S1创造零电压开关条件所需要的最短时间，这必需保证；t2-t3时间是零电压开关条件维持时间，这可以在0至t1-t0之间调整；它们共同组成功率开关6S1的关断期t1-t3，时间为(1-DUTY)*T。
调整开关周期T和占空比DUTY，以满足可控恒流源6S1的关断期(1-DUTY)*T大于t2-t1且小于(t2-t1)+(t1-t0)的要求，使可控恒流源6S1、整流二极管6D1实现软开关；在实际中，可选择(1-DUTY)*T＝(t2-t1)+0.5(t1-t0)，使得励磁电感6L1、电容6C1、电容6C0等随温度和时间略有变化时，仍能满足软开关的条件。
四、推挽式软开关变换器如图8和图9所示，本发明实施例之二的推挽式软开关隔离变换器包括产生控制信号的脉宽控制器8U1与开关变压器8T1；所述的变压器8T1的初级绕组NP的中心抽头8p2与输入电压源8Vs的正端相连，次级绕组NS的两端8p4和8p5分别接整流桥8QL的两个交流(～)输入端；所述的整流桥8QL的正(+)、负(-)输出端分别接输出滤波电容8C3的正、负极，并同时作为输出电压8Vo的正、负极引出。
图8中，变压器8T1初级绕组NP和其励磁电感8L1、电容8C0三者并联，其中电容8C0是变压器8T1初次级绕组的分布电容、整流桥8QL的结电容折算至初级后的总和；电容8C1并联在可控恒流源8S1的高、低电压端之间，是可控恒流源8S1的输出电容与外并电容之和；电容8C2并联在可控恒流源8S2的高、低电压端之间，是可控恒流源8S2的输出电容与外并电容之和；电容8C1和8C2的值相同。
由图8可以看出，本发明的特征在于含有可控恒流源8S1和8S2，它们的低电压端并接后与输入电压源8Vs的负端相连，它们的高电压端分别接变压器8T1的初级绕组NP的8p3、8p1两端，它们的控制端各自接到脉宽控制器8U1上并接受其控制，可控恒流源8S1、8S2的恒流设定值Iset相同，并按“软开关隔离变换器的拓朴方法”中的规定选择。
本发明的特征还在于，脉宽控制器8U1输出的驱动脉冲控制可控恒流源8S1、8S2交替导通和截止，其占空比DUTY固定，取值范围为30％至48％，它是恒流设定值Iset和两个可控恒流源都截止后的电压上升速度二者折衷的结果；可控恒流源8S1和8S2中的功率管是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极晶体管)加上反并联快恢复二极管，整流桥8QL由8D1、8D2、8D3、8D4四个快恢复或超快恢复二极管组成。
现在来说明可控恒流源8S1、8S2的恒流设定值Iset的计算方法满足条件1和条件2，得到最大输出电压Vomax＝Vimax/(NP*0.5)*NS-VQ，其中NP、NS分别为变压器初、次级绕组的匝数，VQ是整流桥8QL的正向导通压降，系数0.5是因为输入电压源作用在变压器初级绕组的一半上；再满足条件3和条件4，得到最大输出电流Iomax＝Vomax/RLmin，它等于变压器次级按占空比2*DUTY间歇传输电流在一个周期内的平均值，该间歇传输电流值为Iomax/(2*DUTY)，系数2是因为两个可控恒流源分别导通时都有电流传输到次级，折算到变压器初级绕组侧即恒流源侧的值为Iomax/(2*DUTY)*NS/(NP*0.5)；可控恒流源的恒流设定值Iset可选择为Iomax/(2*DUTY)*NS/(NP*0.5)+Iep(其中Iep为初级绕组励磁电流的峰值，由于对传输到输出端的电流无贡献而单独追加)，再增加小比例的余量如2％至20％，以确保可控恒流源在控制极为高电平时饱和导通。完整的算式表示为Iset等于(2*Vimax/NP*NS-VQ)/(RLmin*DUTY)*NS/NP+Iep再乘以1.02至1.20。
本发明的推挽式软开关隔离变换器，从输入电压源8Vs吸入的电流等于恒流源8S1或8S2的通过电流，不会大于恒流设定值Iset，所以在本变换器启动过程中、稳态工作时和负载短路保护时，都不对输入电压源产生电流冲击。
为了便于分析电路的工作原理，做三点接近实际的假定，内容和分析实施例之一的单端正激式软开关隔离变换器的工作原理时所做的假定一致，此处不重复。
本发明所述的推挽式软开关隔离变换器的一个完整的开关周期可分t0至t6共6个时间段来描述，其主要电量波形如图9所示。设在t0时刻之前，电路的初始状态为可控恒流源8S1、8S2都处于截止状态。
1.t0-t1时间段如图9所示，在时刻t0，可控恒流源8S1在控制器8U1输出的驱动脉冲8V1的作用下导通，输入电压源8Vs(其数值也用8Vs表示)通过变压器8T1和整流桥8QL中的二极管8D1、8D3给输出滤波电容8C3充电；变压器8T1次级电压8V6被箝位在8Vo+VQ上，其中VQ是整流桥8QL的正向压降；变压器8T1初级电压8V5在8Vs*2上，原因是8Vs作用于变压器8T1初级绕组的一半上，根据匝比约束关系，有8Vs*2/NP＝(8Vo+VQ)/NS，其中NP、NS分别是变压器8T1初、次级绕组的匝数，得到8Vo+VQ＝8Vs*2*NS/NP。
如图9所示，t0-t1时间段，作用在励磁电感8L1上的电压都为8Vs*2，励磁电流8I1线性上升，增量Ir3为8Vs*2*(t1-t0)/8L1；设到t1时刻，励磁电流8I1上升至In，电容8C0两端的电压8V5＝8Vs*2，电容8C1两端的电压8V3＝0，电容8C2两端的电压8V4＝8Vs*2。
2.t1--t2时间段如图9所示，在t1时刻，可控恒流源8S1在驱动脉冲8V1和电容8C1的共同作用下零电压关断；在下行励磁电流8I1的作用下，电容8C1两端的电压8V3上升，微小的增量使作用于变压器8T1初级的电压8V5＝(8Vs-8V3)*2下降，折算到8T1次级的电压值小于8Vo+VQ，二极管8D1、8D3在零电压下关断；二极管8D1、8D3关断后，变压器8T1次级相当于开路。
t1-t2时间段内，相当于电压源8Vs作用于励磁电感8L1、电容8C0的并联网络与电容8C1、8C2的串联电路，电容8C0、8C1、8C2与励磁电感8L1开始谐振。
如图9所示，电容8C0、8C1、8C2两端的电压全部按正弦规律谐振变化；到t2时刻，电容8C0两端的电压8V5＝-8Vs*2，电容8C1两端的电压8V3＝8Vs*2，电容8C2两端的电压8V4＝0，对比t1时刻的各电容的电压值，可以看到电容的储能总和未发生变化(电容8C1、8C2的值相同)，根据无损谐振过程中谐振网络保持总存储能量守恒的规律，t2时刻的励磁电感8L1的储能和t1时刻的相同，即电流仍为In。
t1-t2时间段内，变压器8T1初级电压8V5按正弦规律变化，同样变压器8T1次级的电压也按正弦规律变化；在t2时刻，当8V5谐振到-8Vs*2，根据匝比约束关系，有-8Vs*2/NP＝8V6/NS，得到变压器8T1次级的电压8V6谐振到-8Vs*2*NS/NP＝-(8Vo+VQ)，整流桥8QL中的二极管8D2、8D4在零电压下导通，给输出滤波电容8C3充电。
4.t2-t3时间段如图9所示，t2-t3时间内，整流桥8QL中的二极管8D2、8D4继续导通，变压器8T1次级电压被箝位在-(8Vo+VQ)上，因此变压器8T1初级电压8V5也被箝位在-8Vs*2上，8C2两端的电压8V4被箝位在0上；在-8Vs*2的电压作用下，励磁电流8I1线性下降，速率为8Vs*2/8L1，到达t3时的下降幅度Ir4为8Vs*2*(t3-t2)/8L1；设计使得该幅度小于Ir3，也就是t3-t2＜t1-t0，就有到t3时，8I1仍然为正值，8C2两端的电压8V4继续被箝位在0上。
由于可控恒流源8S2的两端电压就是8C2两端的电压8V4，t3时刻导通可控恒流源8S2是零电压导通。
5.如图9所示，后续的3个时间段的情形和上述的近似，只要按照映射关系做以下对应即可清楚说明导通的可控恒流源从8S1变为8S2，导通的二极管从8D1/8D3映射为8D2/8D4，电容8C1映射为8C2，电容8C2映射为8C1，时间段t0-t1映射为t3-t4，时间段t1-t2映射为t4-t5，时间段t2-t3映射为t5-t6。
从上述的整个工作周期看，可控恒流源8S1、8S2和整流桥8QL中的二极管8D1、8D3、8D2、8D4均是零电压导通和零电压关断，简称软开关。
下面分析可控恒流源8S1、8S2和整流桥8QL中二极管8D1、8D3、8D2、8D4实现软开关需满足的条件。设可控恒流源8S1、8S2的导通占空比为DUTY，取值在30％至48％之间，整个开关周期为T(即t0-t6)；整流桥8QL导通时的压降为VQ。
在可控恒流源8S1或8S2导通时，因开关变压器8T1的初次级绕组匝数的约束关系，输出电压8Vo与输入电压源8Vs满足8Vs*2/NP＝(8Vo+VQ)/NS，其中NP、NS分别是变压器8T1的初次级匝数，得8Vo＝8Vs*2*NS/NP-VQ；在导通占空比DUTY取30％至48％之间时，输出电压8Vo不变，给调整占空比来满足零电压开关创造了条件。
上述t1-t2(或t4-t5)时间是励磁电感8L1、电容8C2、8C1、8C0谐振为可控恒流源8S2(或8S1)创造零电压开关条件所需要的最短时间，这必需保证；t2-t3(或t5-t6)时间是零电压开关条件维持时间，这可以在0至(t1-t0)(或t4-t3)之间调整；它们和t1-t2(或t4-t5)共同组成可控恒流源8S1(或8S2)的关断期t1-t3(或t4-t6)，时间为(1/2-DUTY)*T。
调整开关周期T和占空比DUTY，以满足可控恒流源8S1或8S2的关断期(1/2-DUTY)*T大于t2-t1且小于(t2-t1)+(t1-t0)的要求，使可控恒流源8S1、8S2和整流桥8QL中的二极管8D1、8D3、8D2、8D4实现软开关。
五、半桥式软开关隔离变换器上述的用于实施例之二的推挽式软开关隔离变换器的控制时序、以及可控恒流源的恒流设定值的选取规则和计算方法，同样可用于半桥式软开关隔离变换器。
如图10所示，本发明实施例之三的半桥式软开关隔离变换器包括产生控制信号的脉宽控制器AU1和开关变压器AT1；所述的变压器AT1的初级绕组的同名端Ap1接电压源AVs的1/2分压点即等值电容AC3、AC4的串联分压点相连，次级绕组的两端分别接整流桥AQL的两个交流输入端；所述的整流桥AQL的正、负输出端分别接输出滤波电容AC5的正、负极，并同时作为输出电压AVo的正、负极引出。
图10中，电容AC1为可控恒流源AS1的输出电容与外并电容之和；电容AC2为可控恒流源AS2的输出电容与外并电容之和，电容AC1和AC2的值相同；等值电容AC3、AC4串联后并接于输入电压源AVs的正、负端之间。
从图10可以看出，本发明的特征在于，含有可控恒流源AS1和AS2，它们的控制端各自接到脉宽控制器AU1上并接受其控制，所述的可控恒流源AS1的高电压端、AS2的低电压端和变压器AT1的初级绕组的非同名端Ap2三者并接，AS1的低电压端接至输入电压源AVs的负端，AS2的高电压端接至电压源AVs的正端。
可控恒流源AS1和AS2的恒流设定值相等，且按“软开关隔离变换器的拓朴方法”中的规定选择；可控恒流源的恒流设定值Iset的完整的算式表示为(0.5*Vimax/NP*NS-VQ)/(RLmin*2*DUTY)*NS/NP+Iep再乘以1.02至1.2，符号的含义同推挽式软开关隔离变换器的规定方法一致，系数0.5是因为输入电压的一半作用在变压器初级绕组上，系数2是因为两个可控恒流源分别导通时都有电流传输到输出端。
本发明的特征还在于，脉宽控制器AU1输出用于控制可控恒流源AS1、AS2交替导通和截止的驱动脉冲的占空比DUTY固定，较好的取值范围为30％至48％；这里所述的可控恒流源AS1、AS2中的功率管是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极晶体管)加上反并联快恢复二极管，整流桥AQL由AD1、AD2、AD3、AD4四个快恢复或超快恢复二极管组成。
六、全桥式软开关隔离变换器上述的用于实施例之二的推挽式软开关隔离变换器的控制时序、以及可控恒流源的恒流设定值的选取规则和计算方法，同样可用于全桥式软开关隔离变换器，这时需要功率开关BS1和可控恒流源BS3、功率开关BS2和可控恒流源BS4成对交替导通和关断。
如图11所示，本发明实施例之四的的全桥式软开关隔离变换器，包括产生控制信号的脉宽控制器BU1和开关变压器BT1；所述的变压器BT1的初级绕组的同名端Bp1接功率开关BS2的低电压端，非同名端Bp2接功率开关BS1的低电压端；所述的功率开关BS1和BS2高电压端相连后接输入电压源BVs的正端；所述的变压器BT1次级绕组的两端分别接整流桥BQL的两个交流输入端，整流桥BQL的正、负输出端分别接输出滤波电容BC5的正、负极，并同时作为输出电压BVo的正、负极引出。
图11中，电容BC1为功率开关BS1的输出电容与外并电容之和；电容BC2为功率开关BS2的输出电容与与外并电容之和；电容BC3可控恒流源BS3的输出电容与外并电容之和；电容BC4为可控恒流源BS4的输出电容与外并电容之和；电容BC1、BC2、BC3和BC4的值相同。
从图11可以看出，本发明的特征在于含有可控恒流源BS3和BS4，它们的控制端各自接到脉宽控制器BU1上并接受其控制，所述的可控恒流源BS3的高电压端和变压器BT1初级绕组的同名端Bp1相连，BS4的高电压端和变压器BT1初级绕组的非同名端Bp2相连，BS3、BS4的低电压端并接后与输入电压源BVs的负端相连；可控恒流源BS3和BS4的恒流设定值相等，且按“软开关隔离变换器的拓朴方法”中的规定选择。
在全桥式软开关隔离变换器中，可控恒流源的恒流设定值Iset的完整的算式表示为(Vimax/NP*NS-VQ)/(RLmin*2*DUTY)*NS/NP+Iep再乘以1.02至1.2，符号的含义同实施例之二的推挽式软开关隔离变换器中的规定方法一致，系数2是因为两个可控恒流源分别导通时都有电流传输到输出端。
本发明的特征还在于，脉宽控制器BU1输出的驱动脉冲控制功率开关BS1和可控恒流源BS3、功率开关BS2和可控恒流源BS4成对交替导通和关断，该驱动脉冲的占空比DUTY固定，较好的取值范围为30％至48％；这里所述的可控恒流源BS3、BS4中的功率管是MOSFET(电力场效应晶体管)，或者是IGBT(绝缘栅双极晶体管)加上反并联快恢复二极管，整流桥BQL由BD1、BD2、BD3、BD4四个快恢复或超快恢复二极管组成。
七、用于本发明实施例之软开关隔离变换器中的具有导通压降检测输出端的可控恒流源如图12所示，用于本发明实施例之软开关隔离变换器中的具有导通压降检测输出端的可控恒流源，包括一个可控恒流源FS1和其导通压降的检测电路；所述的检测电路含有NPN管FQ1、FQ2组成的和PNP管FQ3、FQ4组成的两对镜像恒流源，所述的NPN管FQ1的集电极、基极短接后经过电阻FR1连至可控恒流源FS1的高电压端2，FQ1和FQ2的基极、发射极相互并联且发射极接可控恒流源FSi的低电压端3；所述的PNP管FQ3的集电极、基极短接后连至NPN管FQ2的集电极，PNP管FQ3和FQ4的基极、发射极相互并联且发射极接辅助电压源VCC；所述的PNP管FQ4的集电极接放电二极管FD1的阳极，二极管FD1的阴极接可控恒流源FS1的控制极1，二极管FD1的阳极、可控恒流源FS1的低电压端3之间并接积分电容FC1，压降检测输出端4自二极管FD1的阳极引出。
当控制极1输入低电平，可控恒流源FS1截止，同时积分电容FC1通过二极管FD1放电，并被箝位于低电平；当控制极1输入高电平，二极管FD1被反向阻断，可控恒流源FS1导通，其两端压降经过电阻FR1转换为成比例的电流，再通过NPN管FQ1、FQ2组成的和PNP管FQ3、FQ4组成的两对镜像恒流源，转换为自辅助电压源VCC向积分电容FC1下行的电流，电容FC1上的电压线性上升，其上升速率与可控恒流源FS1导通时的压降成正比。若按达到某一设置门限的时间长短而言则成反比，即压降越大时间越短。
本发明的特征在于，实施例之一的单端正激式软开关隔离变换器、实施例之二的推挽式软开关隔离变换器、实施例之三的半桥式软开关隔离变换器、实施例之四的的全桥式软开关隔离变换器等之中的可控恒流源，均可换用此具有导通压降检测输出端的可控恒流源，将检测输出端4连接到脉宽控制器。当检测输出端4的电压达到设置的门限时，就将控制极1复位成低电平，实现过载保护，同时清除电容FC1上的电压，为下一个周期做准备，这样就实现了逐脉冲保护。
从描述中可知，可控恒流源FS1导通时的压降越大，检测输出端4的电压上升到设置门限的时间则越短，脉宽控制器输出高电平的时间越短，这与输出过载时限制可控恒流源FS1的功耗要求是一致的，可以通过检测输出端4的电压来实现过载保护，当然也包括负载短路保护。
权利要求
1.一种软开关隔离变换器的拓朴方法是，软开关隔离变换器包括用于隔离变压的开关变压器和产生控制信号的脉宽控制器，所述的开关变压器次级经整流器件直接连至输出滤波电容，脉宽控制器输出的驱动脉冲的频率、电平、占空比、电气隔离都满足需要，其特征在于，在常规的单端正激、推挽、半桥、全桥式变换器的拓扑结构中，用可控恒流源做功率开关，可控恒流源的导通与截止由脉宽控制器产生的控制信号决定；所述可控恒流源如此构成包括功率管(4Q1)，所述的功率管(4Q1)的集电极和高电压端(2)相连，发射极通过电流/电压转换器(I/V)的两输入端后接至低电压端(3)，基极通过电阻(4R1)接至控制极(1)，所述的转换器(I/V)的输出端接比较器(4U1)的反相输入端，所述比较器(4U1)的同相输入端与参考电压(Vref)相连，输出端接二极管(4D2)的阴极，二极管(4D2)的阳极和功率管(4Q1)的基极相连；所述可控恒流源的恒流设定值选择为，同时满足以下4个条件的最小电流值，再增加一定比例的余量1、可控恒流源导通时，其中的功率管饱和导通；2、输入电压源的电压处于最大值；3、在变换器可以正常工作的前提下，电压输出两端接最小的负载电阻；4、可控恒流源受高电平作用进入导通状态的占空比(DUTY)固定。
2.按照权利要求1所述的软开关隔离变换器的拓朴方法构成的一种单端正激式软开关隔离变换器，包括开关变压器(6T1)和产生控制信号的脉宽控制器(6U1)；所述变压器(6T1)初级绕组的同名端(6p1)与输入电压源(6Vs)的正端相连，次级绕组的同名端(6p3)接整流二极管(6D1)的阳极；所述二极管(6D1)的阴极、变压器(6T1)次级绕组的非同名端(6p4)分别接输出滤波电容(6C2)的正、负极，并同时作为输出电压(6Vo)的正、负极引出，其特征在于，还包括一个可控恒流源(6S1)，所述可控恒流源(6S1)的控制极(1)接脉宽控制器(6U1)，高电压端(2)接开关变压器(6T1)初级绕组的非同名端(6p2)，低电压端(3)与输入电压源(6Vs)的负端相连；所述可控恒流源(6S1)的构成以及恒流设定值的选择与权利要求1中对可控恒流源的描述一致。
3.按照权利要求1所述的软开关隔离变换器的拓朴方法构成的一种推挽式软开关隔离变换器，包括开关变压器(8T1)和产生控制信号的脉宽控制器(8U1)；所述变压器(8T1)的初级绕组的中心抽头(8p2)与输入电压源(8Vs)的正端相连，次级绕组的两端分别接整流桥(8QL)的两个交流(～)输入端，整流桥(8QL)的正(+)、负(-)输出端分别接输出滤波电容8C3的正、负极，并同时作为输出电压(8Vo)的正、负极引出，其特征在于，还包括两个可控恒流源(8S1)和(8S2)，它们的低电压端并接后与输入电压源(8Vs)的负端相连，它们的高电压端分别接变压器(8T1)的初级绕组的(8p3)、(8p1)两端，它们的控制端各自接到脉宽控制器(8U1)上，可控恒流源(8S1)和(8S2)的恒流设定值相等；所述可控恒流源(8S1和8S2)的构成以及恒流设定值的选择与权利要求1中对可控恒流源的描述一致。
4.按照权利要求1所述的软开关隔离变换器的拓朴方法构成的一种半桥式软开关隔离变换器，包括开关变压器(AT1)和产生控制信号的脉宽控制器(AU1)，所述变压器(AT1)初级绕组的同名端(Ap1)接输入电压源(AVs)的1/2分压点即等值电容(AC3)、(AC4)的串联分压点，次级绕组的两端分别接整流桥(AQL)的两个交流输入端，整流桥(AQL)的正、负输出端分别接输出滤波电容(AC5)的正、负极，并同时作为输出电压(AVo)的正、负极引出，其特征在于，还包括两个可控恒流源(AS1)和(AS2)，它们的控制端各自接到脉宽控制器(AU1)上，所述的可控恒流源(AS1)的高电压端、可控恒流源(AS2)的低电压端和变压器(AT1)的初级绕组的非同名端(Ap2)三者并接，可控恒流源(AS1)的低电压端接至输入电压源(AVs)的负端，可控恒流源(AS2)的高电压端接至输入电压源(AVs)的正端，可控恒流源(AS1)和(AS2)的恒流设定值相等；所述可控恒流源(AS1)和(AS2)的构成以及恒流设定值的选择与权利要求1中对可控恒流源的描述一致。
5.按照权利要求1所述的软开关隔离变换器的拓朴方法构成的一种全桥式软开关隔离变换器，包括开关变压器(BT1)，功率开关(BS1)、(BS2)，以及产生控制信号的脉宽控制器(BU1)；所述变压器(BT1)初级绕组的同名端(Bp1)接功率开关(BS2)的低电压端，非同名端(Bp2)接功率开关(BS1)的低电压端；所述的功率开关(BS1)和(BS2)高电压端相连后接输入电压源(BVs)的正端；所述的变压器(BT1)次级绕组的两端分别接整流桥(BQL)的两个交流输入端，整流桥(BQL)的正、负输出端分别接输出滤波电容(BC5)的正、负极，并同时作为输出电压(BVo)的正、负极引出，其特征在于，还包括两个可控恒流源(BS3)和(BS4)，它们的控制端各自接到脉宽控制器(BU1)上，所述可控恒流源(BS3)的高电压端和变压器(BT1)初级绕组的同名端(Bp1)相连，可控恒流源(BS4)的高电压端和变压器(BT1)初级绕组的非同名端(Bp2)相连，可控恒流源(BS2)、(BS4)的低电压端并接后与输入电压源(BVs)的负端相连；可控恒流源(BS2)和(BS4)的恒流设定值相等；所述可控恒流源(BS2)和(BS4)的构成以及恒流设定值的选择与权利要求1中对可控恒流源的描述一致。
6.根据权利要求2、3、4、5之一所述的软开关隔离变换器，其特征在于，所述可控恒流源中的功率管是电力场效应晶体管，或者由绝缘栅双极晶体管加反并联快恢复二极管组成；所述整流二极管是快恢复二极管；所述整流桥由快恢复二极管组成。
7.根据权利要求2所述的软开关隔离变换器，其特征在于，所述脉宽控制器所输出的用于控制可控恒流源(6S1)的驱动脉冲的占空比固定，范围在30％至70％之间。
8.根据权利要求3、4、5之一所述的软开关隔离变换器，其特征在于，所述脉宽控制器所输出的用于控制两个可控恒流源交替导通和截止的驱动脉冲的占空比固定，范围在30％至48％之间。
9.根据权利要求2、3、4、5之一所述的开关隔离变换器，其特征在于，所述可控恒流源增加导通压降检测电路和输出端(4)，且输出端(4)接至脉宽控制器上，所述的导通压降检测电路含有NPN管(FQ1)、(FQ2)组成的和PNP管(FQ3)、(FQ4)组成的两对镜像恒流源；所述的NPN管(FQ1)的集电极、基极短接后经过电阻(FR1)连至可控恒流源的高电压端(2)，(FQ1)和(FQ2)的基极、发射极相互并联且发射极接可控恒流源的低电压端(3)；所述的PNP管(FQ3)的集电极、基极短接后连至NPN管(FQ2)的集电极，PNP管(FQ3)和(FQ4)的基极、发射极相互并联且发射极接辅助电压源(VCC)；所述的PNP管(FQ4)的集电极接放电二极管(FD1)的阳极，二极管(FD1)的阴极接可控恒流源的控制极(1)；所述的二极管(FD1)的阳极、可控恒流源的低电压端(3)之间并接积分电容(FC1)，压降检测输出端(4)自二极管(FD1)的阳极引出。
全文摘要
本发明涉及软开关隔离变换器，用于隔离变压的开关变压器的次级经整流器件直接连至输出滤波电容上，其特征在于，在常规的高频开关变换器的拓扑结构中，用可控恒流源作功率开关。通过这样的电路结构的简化，提供一种没有输入、输出扼流电感的软开关隔离变换器，在启动过程中、稳态工作时和负载短路保护时都不对输入电压源等产生冲击电流，而且输出整流器件、可控恒流源中的功率管都是软开关，从而降低开关损耗和电磁干扰。
文档编号H02M3/22GK1445915SQ0311370
公开日2003年10月1日 申请日期2003年1月23日 优先权日2003年1月23日
发明者范家闩 申请人:范家闩