专利名称：谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路。
背景技术：
随着现代通讯技术的发展，低压大电流隔离型DC/DC变换器得到大量应用，谐振复位正激变换器因为拓扑简单可靠，输出电压纹波小等优点而得到大量应用。在低压大电流应用场合，为了提高变换器效率，同步整流成为一种必须的解决方案。同步整流的驱动是影响变换器效率的关键因数之一，因此，很多驱动方案相应提出[1]、[2]、[3]、[4]，它们分别出自如下文献资料中文献[1]出自[1]Alou，P.；Cobos，J.A.；Garcia，C.；Prieto，R.；Uceda，J.“Design guidelines for a resonant reset forwardconverter with self-driven synchronous rectification”，Industrial Electronics，Control and Instrumentation，1997.IECON 97.23rd International Conferenceon，Volume2，1997，Page(s)593-598 vol.2。文献[2]出自Yee，H.P.；Sawahata，S.“A balanced review of synchronous rectifiers in DC/DC converters”，AppliedPower Electronics Conference and Exposition，1999.APEC’99.Fourteenth Annual，Volume1，1999，Page(s)582-588 vol.1。文献[3]出自Xie Xuefei；Liu，J.C.P.；Poon，F.N.K.；Pong，B.M.H，“Two methods to drive synchronous rectifiers duringdead time in forward topologies”，Applied Power Electronics Conference andExposition，2000.APEC2000.Fifteenth Annual IEEE，Volume2，2000，Page(s)993-999 vol.2。文献[4]出自Xiaogao Xie J.M Zhang Guangyi Luo Dezhi JiaoZhaoming Qian.“An Improved Self-driven Synchronous Rectification for a ResonantReset Forward Converter”，2003.APEC’03.Eighteenth Annual，Volume1，2003，Page(s)348-351 vol1.1。自驱方案由于简单可靠，成本低，因此得到大量应用。在文献[1]、[2]中所采用的自驱方案和关键波形如图1所示，在磁复位结束后，副边续流管的驱动电平在下一周期开始之前都为零，在这期间(称为Dead Time)，输出电流流过与续流管并联的体二极管，加大了导通损耗，因此降低了变换器的效率。文献[3]提出的一种称为栅级电荷保持自驱电路及其关键波形如图2所示，采用这种技术的谐振复位正激电路在其Dead Time期间续流管的驱动电平为高电平，从而保证了输出电流流过续流管本身，从而降低导通损耗，提高了效率。但我们应该注意到，在主开关管S1关断后，续流管驱动电平上升沿很缓慢，也影响了变换器效率。另外，在关机的时候，上述两种方案不可避免地会出现负压，在实际应用中还必须采用相应的措施，增加了电路的复杂性。文献[4]提出的自驱方案和关键波形如图3所示，它解决了文献[2]中续流管驱动电平上升缓慢的问题，进一步提高了模块效率，但其电路稍显复杂，并增加了变压器的设计难度。
发明内容本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其电路更简单，可靠，不会出现关机负压。
为实现上述目的，本发明提出一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，包括整流管、续流管、第一开关管和第二开关管，所述整流管与变压器副边、输出电感、输出电容构成整流回路，所述续流管与输出电感和输出电容构成续流回路，高于续流管驱动电平的输出电压信号或升压后高于续流管驱动电平的输出电压信号经第二开关管耦合到续流管的的基极，第二开关管开关状态与续流管同步，第一开关管输出端耦合至续流管的控制极，第一开关管的开关状态与整流管同步。
由于采用了以上的方案，大于续流管驱动电平的输出电压信号或其升压信号经第二开关管耦合到续流管的控制极，从而控制续流管上升沿电平，提高模块效率，另外，通过输出电压信号或其升压信号经第二开关管直接控制续流管的导通，其电路结构简单，而且在关机时，随着输出电压的降低，使第二开关管断开，从而使续流管关断，从而不会出现关机负压。
图1是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱第一种实施例电路电路图；图1a是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱第一种实施例关键波形图；图2是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱第二种实施例电路电路图；图2a是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱第二种实施例关键波形图；图3是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱电路第三种实施例电路图；图3a是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱电路第三种实施例关键波形图；图4是本发明谐振复位正激变换器同步整流自驱电路第一种实施例电路图；图4a是本发明谐振复位正激变换器同步整流自驱电路第一种实施例关键波形图；图5是本发明谐振复位正激变换器同步整流自驱电路第二种实施例电路图；具体实施方式下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
实施例一如图4所示，一种谐振复位正激变换器，主开关管S1、变压器T、开关电容Cr、整流管SR1、续流管SR2、第一开关管Q1、第二开关管Q2、升压电路和输出电感L和输出电容。所述升压电路包括驱动绕组。变压器副边、输出电感L、输出电容C和整流管SR1构成整流回路，输出电感L、输出电容C和续流管SR2构成续流回路，所述的第一开关管Q1为NPN型三极管或N沟道场效应管等开关器件，所述的第二开关管Q2为PNP型三极管或P沟道场效应管等开关器件，所述续流管SR1和整流管SR2为场效应管，驱动绕组的输出电压信号端接至第二开关管Q2(PNP型三极管)的发射极，所述驱动绕组感应输出电感L上的电压并经过升压后其输出端接到第二开关管Q2的发射极，以产生驱动续流管SR2的信号。第二开关管Q2的集电极接至续流管SR2的栅极，第二开关管Q2开关状态与续流管SR2同步，它的基极经相并联的第二二极管D2和第二电阻R2接至续流管SR2的漏极。第一开关管Q1的开关状态与整流管SR1同步。所述的第一开关管Q1的控制极即栅极经相并联的第一二极管D1和第一电阻R1接至续流管SR2的漏极，第一开关管的输出端即集电极接至续流管SR2的栅极。第一开关管Q1的发射极接至续流管SR2的源极。
上述实现方案中的电阻和二极管为可选器件，它可以调节整流管和续流管驱动之间的死区时间，有利于优化效率。在图4中，本方案用第一开关管Q1采用三极管替代了图2中的小信号MOSFET管。而在现有技术的图2中必须用MOSFET管，这是因为MOSFET管的漏极和源极之间的漏电流小，在Dead Time期间，可以保持住续流管的驱动电平，而三极管的集电极和发射极之间的漏电流比MOSFET管要大得多。从后面的原理分析可知，本方案由于续流管的驱动电平仅与输出电压和驱动绕组与输出电感的匝比有关，所以可用三极管代替MOSFET管，从而降低成本。
上述方案的工作原理如下在主开关管S1导通期间，变压器副边电压使整流管SR1和第一开关管Q1都导通，同时，电感两端电压V1和驱动绕组两端电压V2大于零，第二开关管Q2的基极电压大于发射极电压，第二开关管Q2关断，输出电流流过整流管SR1。主开关管S1关断后，续流管SR1和第一开关管Q1也随后关断，由于输出电感电流的连续性，先使续流管的体二极管导通，电感两端电压V1和驱动绕组两端电压V2都小于零，因此第二开关管Q2导通，对续流管的输入电容(指续流管栅极和源极之间的寄生电容Cgs以及栅极和漏极之间的寄生电容Cgd之和)充电，当续流管栅极和漏极之间的电压大于其阀值电压后，续流管SR2开始导通，输出电流完全流过续流管。在磁复位结束后，第二开关管Q2和续流管SR2仍然导通。整流管SR1和续流管SR2的驱动波形如图4所示，它们基本互补，有利于提高模块的效率，而且续流管SR2的驱动电平与模块的输入电压，输出电流的大小完全无关，仅与输出电压和驱动绕组与电感的匝比有关，可以灵活地设计续流管SR2驱动电平的大小。在关机的过程中，当输出电压降低到一定值后，续流管SR2的驱动电平低于阀值电压，总之，在输出电压降低到零之前，续流管SR2会关断，保证了不产生关机负压。
在使用耦合电感的多路输出模块中，如果有一路的输出电压大小大于另一路或几路的同步续流管(MOSFET管)的阀值电平，可以不另外加驱动绕组。如果只对其中的一路进行闭环控制，其余几路通过合理设计变压器从而得到相应的输出电压。现以两路输出模块为例进行说明，具体如下所述。如图5所示，假设输出电压Vol高于续流管SR2的阀值电平，可以用来作为续流管SR2的驱动电压，如前所述，续流管SR2的驱动电压就是输出电压Vol。
实施例二如图5所示，与实施例一不同之处在于所述的谐振复位正激变换器为两路输出变换器，第一路输出变换器为闭环控制电路，在整流管关断时，该路输出电压信号高于第二路续流管驱动电平，驱动续流管，该路输出端接至第二开关管Q2的发射极。第二开关管Q2的基极经相并联的第二电阻R2和第二二极管D2接至第一路变换器的续流管SR2的漏极。第二开关管的集电极则接至续流管SR2的栅极。
总之，本发明具有以下优点①续流管与整流管的驱动电平基本互补，特别适合低压大电流模块；②续流管的驱动电平与输入电压、输出电流的大小无关，通过合理设计驱动绕组与输出电感的匝比，可以得到合适的续流管驱动电平，十分灵活。③可以有效防止关机负压。④电路简单、可靠、灵活，驱动十分理想，成本低，具有很好的应用前景，有很好的实用价值。。本发明的主要缺点是稍微增加了输出电感的设计难度。
权利要求
1.一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，包括整流管(SR1)、续流管(SR2)，所述整流管(SR1)与变压器副边、输出电感(L)、输出电容(C)构成整流回路，所述续流管(SR2)与输出电感(L)和输出电容(C)构成续流回路，其特征是还包括第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)，电压输出端或电压输出端经升压电路耦合至第二开关管(Q2)的输入端，第二开关管(Q2)的输出端耦合到续流管(SR2)的栅极，用于驱动续流管(SR2)，第二开关管(Q2)开关状态与续流管(SR2)同步，第一开关管(Q1)输出端耦合至续流管(SR2)的栅极，第一开关管(Q1)的开关状态与整流管(SR1)同步。
2.如权利要求1所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述升压电路包括驱动绕组，所述驱动绕组感应输出电感(L)上的电压，驱动绕组的输出端接至第二开关管(Q2)的输入端。
3.如权利要求1所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述的谐振复位正激变换器为多路输出变换器，电压输出端为其中一路输出端。
4.如权利要求2或3所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述的第一开关管(Q1)为晶体管或场效应管。
5.如权利要求4所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述续流管(SR1)和整流管(SR2)为场效应管，所述的第一开关管(Q1)为NPN型三极管，第一开关管(Q1)的基极耦合至整流管(SR1)的栅极，它的发射极接到整流管(SR1)的源极。
6.如权利要求2或3所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述的第二开关管(Q2)的基极耦合至续流管(SR2)的漏极。
7.如权利要求6所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是还包括第一电阻(R1)和第二电阻(R2)，所述的第一开关管(Q1)的基极经第一电阻(R1)接至续流管(SR2)的漏极，所述第二开关管基极经第二电阻(R2)接至续流管(SR2)的漏极。
8.如权利要求7所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是还包括相并联的第一二极管(D1)和第二二极管(D2)，所述的第一二极管(D1)与第一电阻(R1)相并联，所述第二二极管(D2)与第二电阻(R2)相并联。
9.如权利要求8所述的谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，其特征是所述的第二开关管(Q2)为PNP型三极管，PNP型三极管的发射极接至输出电压信号端或升压后的输出电压信号端。
全文摘要
本发明公开一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路，包括整流管、续流管、第一开关管和第二开关管，整流管与变压器副边、输出电感、输出电容构成整流回路，续流管与输出电感和输出电容构成续流回路，高于续流管驱动电平的输出电压信号或升压后高于续流管驱动电平的输出电压信号经第二开关管耦合到续流管的控制极，第一开关管输出端耦合至续流管的控制极，第二开关管和第一开关管开关状态分别与续流管和整流管同步。由于大于续流管驱动电平的输出电压信号或其升压信号耦合到续流管控制极，从而控制续流管上升沿电平，提高模块效率，其电路结构简单，且在关机时，随着输出电压的降低，使第二开关管断开，从而使续流管关断，不会出现关机负压。
文档编号H02M3/28GK1564443SQ20041002205
公开日2005年1月12日 申请日期2004年3月15日 优先权日2004年3月15日
发明者罗全明, 何建军 申请人:艾默生网络能源有限公司