专利名称：用于驱动电机的变频器控制装置及使用该装置的空调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使用小容量电抗器及小容量电容器的、用于驱动电机的变频器控制装置以及使用该装置的空调器。
背景技术：
在一般使用在通用变频器等中的用于驱动电机的变频器控制装置中，常见的有图18中所示的采用V/F控制方式的变频器控制装置(具体可参照“变频器驱动参考手册”第661～711页，变频器驱动手册编委员会编，1995年初版，日本日刊工业新闻社发行)。
图18中的主电路由直流电源装置183、变频器3和感应电机4构成，直流电源装置183由交流电源1、整流电路2、为变频器3的直流电压源储存电能的平滑电容器182、和用于改善交流电源1的功率因数的电抗器181构成。
另一方面，控制电路由以下电路构成根据从外部送入的感应电机4的速度指令ω*确定加到感应电机4上的电机电压值的V/F特性控制装置7；根据由V/F特性控制装置7确定的电机电压值形成感应电机4的电机电压指令值的电机电压指令形成装置8、和根据由电机电压形成装置8形成的电机电压指令值生成变频器3的脉宽调制信号的脉宽调制控制装置12。
另外，图19中示出了V/F特性控制装置7的一个一般性例子。
如图19中所示，加到感应电机4上的电机电压值可以根据速度指令ω*唯一地确定。一般来说，速度指令ω*和电机电压值以表中的值的形式存贮在微电脑等运算装置的存贮器中，对于表中的值以外的速度指令ω*则通过表中的值进行线性插补来导出电机电压值。
图20上示出了交流电源1为220V(交流电源频率为50Hz)、变频器3的输入为1.5kw、平滑电容器182为1500μF、用于改善功率因数的电抗器181为5mH及20mH的场合下，交流电源电流的高次谐波成分与交流电源频率的次数(倍数)之间的关系。图20中同时还示出了IEC(国际电气标准会议)制定的基准值，从图中可以看出，在用于改善功率因数的电抗器181为5mH的场合下，特别是第3高次谐波成分超出了IEC基准数值；而在20mH的场合下，40次以内的高次谐波成分都达到了IEC基准。
因此，为了在特别是高负载时也能达到IEC基准，必须采取进一步加大用于改善功率因数的电抗器181的电感值等措施，但这样会产生造成变频器控制装置的体积变大、重量增加并且引起制造成本上升等问题。
因此，为了抑制用于改善功率因数的电抗器181的电感值的增加，降低电源中的高次谐波成分，提高功率因数，有人提出了如图21中所示的直流电源装置(具体可参照日本专利特开平9-266674号公报)。
在图21中，交流电源1的交流电源电压被加到由二极管D1～D4构成的全波整流电路的交流输入端子上，其输出通过电抗器Lin向中间电容器C进行充电，该中间电容器C的电荷对平滑电容器CD进行放电，从而向负载电阻RL中供给直流电压。其中，在连接电抗器Lin的负载侧和中间电容器C的正负直流电流通道中连接有一个晶体管Q1，这一晶体管Q1由基极驱动电路G1加以驱动。
另外，基极驱动电路G1中进一步设有施加脉冲电压的脉冲发生电路I1、I2和模拟电阻Rdm。脉冲发生电路I1，I2中分别设有用来检测交流电源电压的过零点的电路、和在从检测到过零点起到交流电源电压的瞬时值与中间电容器C的两端电压相等为止在模拟电阻Rdm中加上脉冲电流的脉冲电流电路。
这里，脉冲发生电路I1用来在交流电源电压的半个周期中的前半段时间内产生脉冲电压，脉冲发生I2用来在交流电源电压的半个周期内的后半段时间内产生脉冲电压。
另外，图21中还连结有一个逆流防止二极管D5，其作用是在使晶体管Q1处于导通状态、在电抗器Lin中强制地流过电流的场合下，使中间电容器C中的电荷不致于通过晶体管Q1进行放电。并且，在平滑电容器CD中的电荷对中间电容器C进行放电的通路上，还串联连结着逆流防止二极管D6和用于提高平滑效果的电抗器Ldc。
采用上述的电路结构后，通过在交流电源电压的瞬时值不超过中间电容器C的两端电压的部分或全部位相区间内使晶体管Q1进入导通状态，既可以抑制装置的大型化，还可以降低高次谐波成分，提高功率因数化。
但是，在上述的现有结构中，依然设置有容量很大的平滑电容器CD和电抗器Lin(在上面的对比文献 “变频器驱动参考手册”记载有1500μF、6.2mH时的模拟结果)，此外还设有中间电容器C、晶体管Q1、基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1，I2、模拟电阻Rdm、逆流防止用二二极管D5、D6和提高平滑效果的电抗器Ldc，故存在着装置体积庞大、部件数量多而制造成本高的问题。
发明内容
本发明旨在解决现有技术中存在的上述问题，其目的在于通过降低电机电流的变化量，提供一种使更加小型、重量轻、制造成本更低的用于驱动电机的变频器控制装置以及使用这种控制装置的空调器。
为了解决上述问题，本发明中包括以交流电源为输入的整流电路、将直流电源功率变换成交流电源功率的变频器、和电机，所述整流电路包括二极管桥式电路、和连接在所述二极管桥式电路的交流输入侧或者直流输出侧的容量极小的电抗器，在所述变频器的直流母线之间，设有用来吸收所述电机的感生能量的容量极小的电容器；还包括在从外部送入的所述电机的速度指令值重叠上周期地发生变化的速度成分，从而形成所述电机的速度指令补正值的速度指令值补正装置；根据所述速度指令补正值来形成所述电机的电机电压指令值的电机电压指令形成装置；检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；用于导出预先设定的所述变频器的直流电压基准值和从所述PN电压检测装置得到的所述变频器的直流电压检测值之间的比例的PN电压补正装置；和通过将从所述电机电压指令形成装置得到的所述电机电压指令值和所述PN电压补正装置的输出值即PN电压补正系数相乘，对所述电机电压指令值进行电压补正，从而形成所述电机的电机电压指令补正值的电机电压指令补正装置。
采用上述构成后，可以使用小容量电抗器及小容量电容器实现一种小型、重量轻、制造成本低的用于驱动电机的变频器控制装置。即使在变频器直流电压大幅地变化而使电机的驱动变得困难或不可能的场合下，通过PN电压补正装置可以使加到电机上的电压基本保持稳定，维持电机的驱动；另外，通过使用速度指令补正装置使电机的速度指令值发生周期的变化，可以改变电机电流的变化周期，降低电机电流的变化量，减少损耗及元件的电流容量，从而可以实现一种更加小型、重量轻、制造成本更低的用于驱动电机的变频器控制装置。
本发明产生的技术效果为，通过降低电机电流的变化量，可以提供一种更加小型、重量轻、制造成本更低的用于驱动电机的变频器控制装置及使用这种控制装置的空调器。
本发明的第1方案包括以交流电源为输入的整流电路、将直流电源功率变换成交流电源功率的变频器、和电机，所述整流电路包括二极管桥式电路、和连接在所述二极管桥式电路的交流输入侧或者直流输出侧的容量极小的电抗器，在所述变频器的直流母线之间，设有用来吸收所述电机的感生能量的容量极小的电容器；还包括在从外部送入的所述电机的速度指令值重叠上周期地发生变化的速度成分，从而形成所述电机的速度指令补正值的速度指令值补正装置；根据所述速度指令补正值来形成所述电机的电机电压指令值的电机电压指令形成装置；检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；用于导出预先设定的所述变频器的直流电压基准值和从所述PN电压检测装置得到的所述变频器的直流电压检测值之间的比例的PN电压补正装置；和通过将从所述电机电压指令形成装置得到的所述电机电压指令值和所述PN电压补正装置的输出值即PN电压补正系数相乘，对所述电机电压指令值进行电压补正，从而形成所述电机的电机电压指令补正值的电机电压指令补正装置。
采用上述构成后，可以使用小容量电抗器及小容量电容器实现一种小型、重量轻、制造成本低的用于驱动电机的变频器控制装置。即使在变频器直流电压大幅地变化而使电机的驱动变得困难或不可能的场合下，通过PN电压补正装置可以使加到电机上的电压基本保持稳定，维持电机的驱动；另外，通过使用速度指令补正装置使电机的速度指令值发生周期的变化，可以改变电机电流的变化周期，降低电机电流的变化量，减少损耗及元件的电流容量，从而可以实现一种更加小型、重量轻、制造成本更低的用于驱动电机的变频器控制装置。
第2方案具体为，第1方案中的速度指令补正装置根据电机的速度指令值来确定速度指令补正值的变化幅度。
采用上述的方案后，通过改变电机电流的变化周期来降低电机电流的变化量，降低损耗及元件的电流容量，从而可望使用于驱动电机的变频器控制装置更加小型、重量更轻、制造成本化也更低。另外，由于变化幅度相对于电机的速度指令值的比例在所有的工作范围内都一样，因此，在负载力矩与速度指令值成比例地增加的场合下，在所有的工作范围内都可以有效地改变电机电流的变化周期，使电机电流的变化量降低。
第3方案具体为，第2方案中的速度指令补正值的变化幅至少具有预先设定的上限值或下限值。
采用这一方案后，由于特别是在高速、轻负载时可以抑制电机的速度指令值的过分变化，因此可以在高速、轻负载时防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
第4方案具体为，第1方案的速度指令补正装置根据电机的速度指令值来确定速度指令补正值的变化周期。
采用这一方案后，通过改变电机电流的变化周期来降低电机电流的变化量，降低损耗及元件的电流容量，从而可望使用于驱动电机的变频器控制装置更加小型、重量更轻、制造成本化也更低。另外，由于变化幅度相对于电机的速度指令值的比例在所有的工作范围内都一样，因此，在负载力矩与速度指令值成比例地增加的场合下，在所有的工作范围内都可以有效地改变电机电流的变化周期，使电机电流的变化量降低。
第5方案具体为，第4方案的速度指令补正值的变化周期具有至少预先设定的上限值或下限值。
采用这一方案后，由于特别是在高速时可以抑制电机的速度指令值的过分变化，因此可以在高速、轻负载时防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
第6方案具体为，第1方案的速度指令补正值具有至少预先设定的上限值或下限值。
采用这一方案后，由于可以抑制电机的速度指令值的过分变化，因此可以在高速、轻负载时防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。另外，由于速度指令值的变化方法可以根据预先设定的上限值或下限值的大小自由地改变，因此可以求出更有效地降低电机电流的变化量的变化方法，从而可望进一步降低损耗及元件的电流容量。
第7方案具体为，第1方案的速度指令补正装置具有预先设定的速度指令值设定值，只有在所述速度指令值比所述速度指令值的设定值大的场合下才形成所述的速度指令补正值；在所述速度指令值在所述速度指令值的设定值以下的场合下，以所述速度指令值为速度指令补正值。
采用这一方案后，通过只在电机的速度指令值比预先设定的速度指令值的设定值大的场合下使电机的速度指令值周期地变化，能够有效地降低电机电流的变化量，并且还可以减少微电脑等运算装置中的运算量及需要的存贮器空间，可望使运算装置的制造成本降低。
第8方案具体为，第1方案的速度指令补正装置只是在速度指令值一定的场合下才形成速度指令补正值；在所述速度指令值不为一定的场合下，则与所述速度指令值作为所述速度指令补正值。
采用这一方案后，通过在电机处于加速或减速等过渡状态中使电机的速度指令值不发生周期性变化，可以防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
第9方案具体为，第7方案的速度指令补正装置中设有在速度指令补正值的切换前后具备滞后作用的速度指令补正切换装置。
采用这一方案后，可望提高速度指令补正值发生切换时的控制稳定性及可靠性，从而抑制速度指令值发生急剧变化时的不稳定。
第10方案具体为，第1方案的PN电压补正装置通过用直流电压基准值对直流电压检测值进行除法运算，导出PN电压补正系数；在所述直流电压检测为零以下的场合下，将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为所述PN电压补正系数。
采用这一方案后，即使在变频器直流电压大幅度变化、变成零以下的场合下，也能维持电机的驱动。
第11方案具体为，第1方案的PN电压补正装置中的PN电压补正系数至少具有预先设定的上限值或下限值。
采用这一方案后，即使在变频器直流电压大幅度变化的场合下，也能维持电机的驱动；并且通过预先设定上限值或下限值可以抑制交流电源电流的变化，提高交流电源的功率因数，抑制交流电源电流中高次谐波成分。
第12方案具体为，在第1方案的变频器工作频率为交流电源频率的偶数倍的共振频率和与所述共振频率为中心的、在其前后具有预先设定的频率幅度的频率范围内，避免将所述变频器的工作频率固定在恒定值上。
采用这一方案后，通过避免变频器频率和交流电源频率的共振现象，可以防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
第13方案具体为，第1方案中所述小容量电抗器及所述小容量电容器的组合被确定为，使小容量电抗器和小容量电容器的共振频率大于交流电源频率的40倍。
采用这一方案后，可以抑制交流电源电流中的高次谐波成分，达到IEC基准。
第14方案具体为，第1方案中的小容量电容器的容量被确定为，使变频器停止之际会上升的直流电压值的最大值小于元件的耐压。
采用这一方案后，通过将小容量电容器的容量设置成使变频器直流电压的最大值小于各驱动元件的耐压，可以防止周边电路被破坏。
第15方案具体为，第1方案中的变频器的载波频率被确定为，使预先设定的交流电源功率因数值得到满足。
采用这一方案后，可以满足预先设定的交流电源功率因数值，通过设定最低限度的载波频率，可以将变频器损耗抑制到最小限度。
图1为本发明的第1实施例中的用于驱动电机的变频器控制装置的系统结构框图，图2为本发明中的速度指令补正装置的第1实施例的特性图，图3为本发明中的速度指令补正装置的第2实施例的特性图，图4为本发明中的速度指令补正装置的第3实施例的特性图，图5为本发明中的速度指令补正装置的第4实施例的特性图，图6中示出了本发明中的速度指令补正装置中进行的速度指令补正值的切换情况的特性图，图7为本发明中的速度指令补正切换装置的第1实施例的特性图，图8为本发明中的PN电压补正装置的第1实施例的特性图，图9为本发明中的PN电压补正装置的第2实施例的特性图，图10为本发明中的用于驱动电机的变频器控制装置的第1操作结果特性图，图11为本发明中的用于驱动电机的变频器控制装置的第2操作结果特性图，图12为本发明中的变频器控制装置的第3操作结果特性图，图13为本发明中的变频器控制装置的第4操作结果特性图，图14为本发明中的变频器控制装置的第5操作结果特性图，图15为本发明中的变频器控制装置的第6操作结果特性图，图16为本发明中的变频器控制装置的第7操作结果特性图，图17为本发明中的变频器控制装置的第8操作结果特性图，图18为现有的变频器控制装置的系统结构方框图，图19中示出了一例现有的V/F特性控制装置的特性图，图20示出了现有的用于驱动电机的变频器控制装置中的交流电源电流的高次谐波成分与交流电源频率的次数(倍数)之间的关系特性图，图21为现有直流电源装置的方框图。
附图中，1为交流电源，2为整流电路，3为变频器，4为电机，5为小容量电抗器，6为小容量电容器，7为V/F特性控制装置，8为电机电压指令形成装置，9为PN电压检测装置，10为PN电压补正装置，11为电机电压指令补正装置，12为脉宽调制控制装置，13为速度指令补正装置。
具体实施例方式
下面参照附图来描述本发明的实施例。另外，需要指出的是，下面的实施例中虽然描述的是用于驱动感应电机的变频器控制装置，但实际上本发明不但适用于用于驱动感应电机的变频器控制装置，而且适用所有的用于驱动电机的变频器控制装置中。
(实施例1)图1为本发明的第1实施例中的用于驱动电机的变频器控制装置的系统结构框图。图1中的主电路包括交流电源1；将交流电源变换成直流电源的二极管桥式电路2；小容量电抗器5；小容量电容器6；将直流电源功率变换成交流电源功率的变频器3；和由变频器3变换出来的交流电源进行驱动的感应电机4。
另一方面，控制电路包括通过在从外部送入的感应电机4的速度指令ω*上重叠上周期性地发生变化的速度成分，形成感应电机4的速度指令补正值的速度指令补正装置13；根据从速度指令补正装置13得到的速度指令补正值，确定加到感应电机4上的电机电压值的V/F特性控制装置7；根据由V/F特性控制装置7确定的电机电压值来形成感应电机4的电机电压指令值的电机电压形成装置8；用于检测变频器3的直流电压值的PN电压检测装置9；用来导出预先设定的变频器3的直流电压基准值和从PN电压检测装置9得到的变频器3的直流电压检测值之间的比例的PN电压补正装置10；通过将从电机电压指令形成装置8得到的电机电压指令值与PN电压补正装置10的输出值亦即PN电压补正系数互相相乘对电机电压指令值进行电压补正，从而形成感应电机4的电机电压指令补正值的电机电压指令补正装置11；和根据由电机电压指令补正装置11形成的电机电压指令补正值生成变频器3的脉宽调制信号的脉宽调制控制装置12。
另外，对于V/F特性控制装置7，已经在上面的背景技术中进行了说明(亦即与图18中的采用V/F控制方式的用于驱动电机的变频器控制装置相同)，故在此就不再进行描述。
下面描述具体的控制方法。
图2中示出了本发明中的速度指令补正装置13的第1实施例的工作特性图。其中，对于速度指令值ω*(＝2πf0)，通过下面的计算公式(1)叠加上周期性变化的速度成分的变化幅度来形成速度指令补正值ωh*，其中变化频率(变化周期的倒数)用fα表示，初始值用β0来表示，公式(1)ωh*＝ω*+2πΔf·sin(2πfαt+β0) ..(1)另外，通过将变化幅度Δf、变化频率fα、初期值β0设定为预先模拟、实验等中导出的数值，可以使降低电机电流的变化量的效果达到最大。
另外，在电机电压指令形成装置8中通过下面的计算公式(2)来形成运算电机电压指令值vu*、vv*，和vw*。
公式(2) 这里，Vmh为由V/F特性控制装置7根据速度指令补正值ωh*确定的电机电压值，变频器3的通电位相角θ1h是通过下面的计算公式(3)对速度指令补正值ωh*进行时间积分而导出的，因此，电机电压值Vmh及通电位相角θ1h两者都会发生周期性变化。
另外，电机电压指令值vu*、vv*和vw*没有必要非得通过计算公式(2)导出(亦即没有必要使电机电压值Vmh及通电位相角θ1h两者都发生周期性变化)，只让通电位相角θ1h一方发生周期性变化也是可以的。在这种场合下，可以使用V/F特性控制装置7根据速度指令值ω*确定的电机电压值Vm来代替电机电压值Vmh，进行电机电压指令值vu*，vv*，vw*的推导。
公式(3)θ1h＝∫ωh*dt..................(3)另外，图8中示出了本发明中的PN电压补正装置10的第1实施例的工作特性示意图，其中，根据在PN电压补正装置10中预先设定的变频器3的直流电压基准值Vpn0和从PN电压检测装置9得到的变频器3的直流电压检测值vpn使用计算公式(4)来导出PN电压补正系数kpn。
公式(4)kpn=Vpn0vpn+δ0......(4)]]>这里，由于本发明中使用的是小容量电容器，直流电压检测值vpn有可能为零。为了防止除数为零，故需要设定一个微小项δ0。
另外，如果在公式(4)中不设微小项δ0的话，也可以在直流电压检测值vpn为零以下的场合将PN电压补正系数kpn设定在一个预先设定的PN电压补正系数的最大值上，这样也可以防止除数为零。
也就是说，PN电压补正系数kpn也可以通过下面的公式(5)来导出。
公式(5) 这里，kpn-max是预先设定被PN电压补正系数的最大值。
另外，在电机电压指令补正装置11中，使用电机电压指令值vu*、vv*、vw*和PN电压补正系数kpn通过下面的公式(6)来导出电机电压指令补正值vuh*，vvh*，vwh*。
公式(6) 通过以上的控制，可以通过使用小容量电抗器及小容量电容器来实现小型、重量轻、制造成本低的用于驱动电机的变频器控制装置，即使在变频器直流电压发生大幅变化、电机的驱动变得很困难或者不可能的场合下，也可以通过PN电压补正装置来使加到电机上的电压保持基本一定，从而维持电机的驱动。此外，通过由速度指令补正装置使电机的速度指令值发生周期地变化从而使电机的电机施加电压发生周期的变化，改变电机电流的变化周期，可以降低电机电流的变化量，降低损耗，并降低元件的电流容量，使变频器控制装置变得更加小型、重量轻，制造成本也能进一步降低。
另外，本发明不限于使用在上述的实施例中那样的采用V/F控制方式的变频器控制装置中，同样也可以使用在众所周知的采用矢量控制的变频器控制装置中。
另外，在空调器中的压缩机驱动电机等那样不可使用脉冲发生器等速度传感器的场合下以及在进行伺服驱动等那样的设置有速度传感器的场合下，本发明也都可以适用。
(实施例2)以下描述与本发明的速度指令补正装置的其它实施例相关的具体方法。
本发明的速度指令补正装置的第2实施例的工作特性示意图如图3中所示。在图3中，速度指令补正值的变化幅度Δf及变化频率fα被设置成与速度指令值成正比。
另外，也没有必要非得使速度指令补正值的变化幅度Δf和变化频率fα这两者都与速度指令值成正比，根据工作状况不同，也可以只让其中的一个与速度指令值成正比。
本发明的用于驱动电机的变频器控制装置的工作结果如图11中所示。另外，作为比较，图10为不使速度指令值发生周期性变化的场合下的操作结果，图11为使用了图3中的速度指令补正装置(使速度指令补正值的变化幅度Δf及变化频率fα这两者都与速度指令值成正比)的场合下的操作结果。相对于图10而言，图11的电机电流中的变化周期发生改变，而且变化量也被降低。
此时的各种操作条件为，交流电源为220V(交流电源频率50Hz)，小容量电抗器的电感值为0.5mH，小容量电容器的容量为10μF，变频器工作频率为98Hz，变频器载波频率是5kHz。
采用以上的方案的话，可以通过改变电机电流的变化周期来降低电机电流的变化量、损耗降低及降低元件的电流容量，从而使变频器控制装置更加小型、重量轻、制造成本也能进一步降低。
特别是，在使速度指令补正值的变化幅度Δf与速度指令值成正比的场合下，由于变化幅度对于电机速度指令值的比例在整个工作范围能达到一致，因此在负载力矩与速度指令值呈正比例地增加的场合下，在任何工作领域中都可以有效地改变电机电流的变化周期，降低电机电流的变化量。
另外，在使速度指令值的变化频率fα与速度指令值成比例变化的场合下，由于变化周期的比率相对于电机的速度指令值在整个工作领域内达到一致，特别是在高速区域中可以进一步有效地改变电机电流的变化周期，使电机电流的变化量能够降低。
本发明中的速度指令补正装置的第3实施例的工作特性示意图如图4中所示。图4对图3中的速度指令补正装置设置了限制(上限值)，在速度指令值达到预先设定好的速度fR以上的高速区域中时，速度指令补正值的变化幅度Δf及变化频率fα将保持一定。
另外，也可以不光对上限值设置相置，而是根据工作状况对下限值也一并设置限制(当然，只对下限值设置限制也是可以的)。
另外，也没有必要对于速度指令补正值的变化幅度Δf和变化频率fα两者都在速度指令值上设置上限，根据工作状况不同，只对其中的一个设置限制也是可以的。
在上面所述的对速度指令补正值的变化幅度Δf设置限制的场合下，在特别是高速、负载较轻时可以抑制电机的速度指令值发生过度的变化，因此，在高速、轻负载时可以防止电机的操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
此外，在对速度指令值的变化频率fα设置有限制的场合下，由于特别是在高速区域中可以抑制电机的速度指令值发生过度的变化，因此，可以防止电机在高速区域中操作不稳定，从而实现稳定的驱动。
图5中示出了本发明中的速度指令补正装置的第4实施例中的工作特性示意图。图5中，对图2中的速度指令补正装置设定了预定的上限值及下限值。另外，图2中使速度指令值呈正弦波形发生变化，与此相对，图5中由于设置了上限值及下限值，速度指令值的变化波形呈梯形。
另外，也可以不对速度指令补正值同时设置上限值及下限值，根据工作状况不同，也可以只设置其中的一个。
采用上述的结构的话，由于可以抑制电机的速度指令值产生过度的变化，因此，可以防止电机的操作出现不稳定，从而实现稳定的驱动。此外，由于速度指令值的变化方法也可以根据预先设定的上限值或下限值的大小自由地发生改变，因此可以实现能够更加有效地降低电机电流的变化量的变化方法，可望进一步降低损耗及降低元件的电流容量。
(实施例3)下面描述本发明的速度指令补正装置中的速度指令补正值的具体切换方法。
在速度指令补正装置中，速度指令值ω*具有预先设定的设定值ωch，只是当速度指令值ω*大于设定值ωch的场合下才形成速度指令补正值ωh*；在速度指令值ω*处于设定值ωch以下时，以速度指令值ω*作为速度指令补正值ωh*。
也就是说，速度指令补正值ωh*可以用下面的公式(7)来表示。
公式(7) 采用上面的方案后，通过只是在电机的速度指令值大于预先设定的速度指令值的设定值的场合下，才使电机的速度指令值周期地发生变化，这样可以更有效地降低电机电流的变化量，并且还可以减少微电脑等运算装置中的运算量及减少存贮器的存贮空间，故运算装置的制造成本也可望实现降低。
另外，速度指令补正装置只是在速度指令值为一定的场合下才形成速度指令补正值ωh*，在速度指令值ω*不为一定的场合下则将速度指令值ω*作为速度指令补正值ωh*。本发明中的速度指令补正装置中进行的速度指令补正值切换情况如图6中所示。在图6中，速度指令值ω*使电机从零加速到ω1，在经过规定的时间后，从ω1减速到ω2，再经过规定的时间后，从ω2减速到零。
这里，在电机进行加速或减速的场合下(即速度指令值ω*不为一定值的场合下)，就以速度指令值ω*作为速度指令补正值ωh*。
这样，在电机加速或减速这样的过渡状态下，使电机的速度指令值不发生周期的变化，从而防止电机的工作不稳定，使驱动实现稳定。
另外，速度指令补正值装置中设有在速度指令补正值ωh*的切换前后具有一定的滞后作用的速度指令补正切换装置，本发明的速度指令补正切换装置的第1实施例的工作特性图如图7中所示。图7中，速度指令补正值ωh*在从周期地变化的状态切换到速度指令补正值的切换后的目标值(在本发明的用于驱动电机的变频器控制装置中，该目标值如上面所述的那样为速度指令值ω*)之际，如果两者不相同，则使速度指令补正值ωh*徐徐地靠近切换后的目标值(速度指令值ω*)，以防止出现不连续；在两者一致的位置上，切换即告结束。
另外，在使速度指令补正值ωh*反过来从一定值(速度指令值ω*)切换到周期变化状态的场合下，也进行同样的操作。在两者实现一致的位置上，则结束切换。
通过采用以上的方案，可望在进行速度指令补正值的切换时提高控制稳定性及可靠性，从而抑制速度指令值的急剧变化时产生的波动现象。
(实施例4)图9中示出了本发明中的PN电压补正装置的第2实施例的工作特性图。图9中，PN电压补正系数kpn具有预先设定的上限值kpn1及下限值kpn2，可以由下面的公式(8)来表示。
公式(8) 这里的Vpn1、Vpn2分别是PN电压补正系数为上限值kpn1和下限值kpn2时的直流电压检测值。
另外，PN电压补正系数kpn也没有必要非得象图9中所示的那样同时设置上限值kpn1及下限值kpn2，根据工作状况也可以只设置其中的一方。
另外，在现有的用于驱动电机的变频器控制装置(包括上述的“变频器驱动参考手册”中的使用直流电源装置的变频器控制装置)中，通过储存在容量超过1000μF的大电解电容器中的电能，在工作范围的负载条件下能够维持电机的驱动。但是，在本发明中采用的是小容量的电抗器及小容量的电容器，存积在小容量电容器中的电能也少，因此，为了在电能不足的场合下也能维持电机的驱动，须利用小容量电抗器的磁能，因此，电机的驱动特性和交流电源的电气特性之间呈综合调整的关系。
因此，在电机的极限负载耐量中存在附余的场合下，通过抑制过分的电压补正，可以改善交流电源的电气特性。
本发明中的用于驱动电机的变频器控制装置的工作情况如图12及图13中所示。图12为PN补正系数kpn中上限值及下限值均未设定的场合下的工作结果，图13为PN补正系数kpn中既设置了上限值kpn1也设置了下限值kpn2的场合下的工作结果。通过将图12、图13中的电抗器电流波形(流过二极管桥式电路后的电流)加以比较，其效果一目了然。
另外，此时的各种工作条件为，小容量电抗器的电感值为2mH，小容量电容器的容量为25μF，交流电源为220V(频率为50Hz)，变频器的工作频率为57Hz(这里，由于电机的极数为2极，故变频器工作频率和电机速度指令值相等)，变频器的载波频率是5kHz。
这样，通过对PN电压补正系数kpn预先设定上限值kpn1或下限值kpn2，交流电源的电流变化可以得到抑制，交流电源功率因数可以得到改善，交流电源电流中的高次谐波成分也能得到抑制。
(实施例5)下面描述本发明中的变频器工作频率的具体设定方法。
本发明的用于驱动电机的变频器控制装置中由于使用了小容量电容器，变频器直流电压如图12或图13中所示，在交流电源频率fs的2倍的频率处具有很大的脉动。
因此，在变频器工作频率f1为交流电源频率fS的偶数倍的频率上，变频器直流电压将与脉动频率(交流电源频率fS的2倍频率)同步，从而会产生共振现象。
图14中示出了本发明的用于驱动电机的变频器控制装置的工作情况。图14示出的是变频器工作频率f1为交流电源频率fS的2倍的场合下的工作结果，变频器直流电压与脉动频率同步，发生了共振现象。从图14中可以看出，电机电流叠加上了负的直流成分。
这样，电机中将产生制动力矩，从而产生输出力矩减少及电机损耗增加等不利影响。
这时，各种操作条件为，小容量电抗器的电感值设定为0.5mH，小容量电容器的容量为10μF，交流电源为220V(频率为50Hz)，变频器工作频率为100Hz(这里，由于电机的极数为2极，变频器工作频率和电机速度指令值相等)，变频器的载波频率是5kHz。因此，在设定变频器的工作频率f1中，需要在下面的公式(9)的场合下避免将变频器的工作频率f1恒定地设置成固定。
公式(9)f1＝2nfs±Δfd................(9)在上面的公司中，n为整数，Δfd为预先设定的频率幅度，频率幅度□fd基本上被设定成能够减少上述共振现象的影响。
另外，在变频器工作频率f1超过上面的公式(9)中求出的共振频率的场合下，在进行加速或减速的过渡状态下，需要将变频器的工作频率f1一下子加以改变，从而避免停留在共振频率上。
另外，频率幅度Δfd也没必要必须加以设定，根据工作状况(轻负载等时)不同，不设定也是可以的(在这样的场合下，可以视为Δfd＝0)。
通过采取上面的措施，变频器频率和交流电源频率之间的共振现象就可以回避，从而可以防止电机操作不稳定，实现稳定的驱动。
(实施例6)下面描述确定本发明中的小容量电容器及小容量电抗器的基准的具体方法。
在本发明的用于驱动电机的变频器控制装置中，为了抑制交流电源电流的高次谐波成分，达到IEC基准，因此，在确定小容量电容器和小容量电抗器的组合时，将小容量电容器和小容量电抗器的共振频率fLC(LC共振频率)设定为大于交流电源频率fS的40倍。
如果设小容量电容器的容量为C[单位为F]，小容量电抗器的电感值为L[单位为H]，则LC共振频率fLC可以由下面的公式(10)来表示。
公式(10)fLC=12πLC......(10)]]>换句话说，在确定小容量电容器和小容量电抗器的组合时，以满足fLC＞40fS为条件。这样做的理由在于，在IEC基准中，对于交流电源电流的高次谐波成分中第40次以内的高次谐波进行了规定。
通过用上面的方式来确定小容量电容器及小容量电抗器的组合，可以抑制交流电源电流的高次谐波成分，达到IEC基准。
接下来，描述确定小容量电容器的容量的方法。
在变频器停止之际，由于小容量电容器将吸收电机的感生能量(即一直到停止之前储存在电机的电感成分中的磁能)，变频器的直流电压值会上升，因此，在确定小容量电容器的容量时，还要使直流电压的最大值小于元件的耐压。
采用上述的方法之后，确定小容量电容器的容量时使得变频器直流电压的最大值小于各驱动元件的耐压，这样，可以防止周围电路遭到破坏。
另外，小容量电抗器的电感值也可以通过上述的方法来自动地确定。
(实施例7)下面描述本发明中的变频器载波频率的具体设定方法。
正如实施例2中所述，在本发明的用于驱动电机的变频器控制装置中，储存在小容量电容器中的电能少，为了在电能不足的场合也能维持电机的驱动，只有同时利用小容量电抗器中的磁能。这样，电抗器电流波形(亦即二极管桥式电路之后的电流，大致与对交流电源电流取绝对值后的电流相等)将受到变频器的载波频率的很大影响。
为此，在本发明的用于驱动电机的变频器控制装置中，设定变频器的载波频率时要考虑满足预先设定的交流电源功率因数。
图15～图17中示出了本发明的用于驱动电机的变频器控制装置的工作情况，其中图15是载波频率为3.3kHz时、图16为5kHz时、图17为7.5kHz时的工作结果。将电抗器的电流波形进行比较就可以看出，电抗器电流(或交流电源电流)对于载波频率具有很大的依存性。
使用数字功率表对上述各种情况下的交流电源的功率因数值进行测定，结果发现，在图15中载波频率为3.3kHz时功率因数为0.878，图16中的5kHz时为0.956，图17中的7.5kHz时为0.962。
此时的各种操作条件为，小容量电抗器的电感值被设为0.5mH，小容量电容器的容量为10μF，交流电源为220V(频率是50Hz)，变频器的工作频率为57Hz(这里，由于电机的极数为2极，变频器工作频率和电机速度指令值相等)，交流电源的输入功率是900W。
举例来说，在预先设定的交流电源功率因数值是0.9的场合下，载波频率可以设定在3.3kHz～5kHz之间，最终确定载波频率值时，需要考虑既要满足预先设定的交流电源功率因数值(这一场合下为0.9)，又要使载波频率达到最低。
这样，预先设定的交流电源功率因数值就能得到满足，载波频率能够设定在最小的必要值上，变频器损耗也能抑制到最小限度。
综上所述，本发明的用于驱动电机的变频器控制装置通过降低电机电流的变化量，进一步实现了装置的小型化、重量轻化，降低了制造成本。因此，可以适用于各种采用小容量电抗器及小容量电容器的电机中。
权利要求
1.一种用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于包括以交流电源为输入的整流电路、将直流电源功率变换成交流电源功率的变频器、和电机，所述整流电路包括二极管桥式电路、和连接在所述二极管桥式电路的交流输入侧或者直流输出侧的容量极小的电抗器，在所述变频器的直流母线之间，设有用来吸收所述电机的感生能量的容量极小的电容器，还包括在从外部送入的所述电机的速度指令值重叠上周期地发生变化的速度成分，从而形成所述电机的速度指令补正值的速度指令值补正装置；根据所述速度指令补正值来形成所述电机的电机电压指令值的电机电压指令形成装置；检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；用于导出预先设定的所述变频器的直流电压基准值和从所述PN电压检测装置得到的所述变频器的直流电压检测值之间的比例的PN电压补正装置；和通过将从所述电机电压指令形成装置得到的所述电机电压指令值和所述PN电压补正装置的输出值即PN电压补正系数相乘，对所述电机电压指令值进行电压补正，从而形成所述电机的电机电压指令补正值的电机电压指令补正装置。
2.如权利要求1所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于速度指令补正装置根据电机的速度指令值来确定速度指令补正值的变化幅度。
3.如权利要求2所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于所述速度指令补正值的变化幅度至少具有预先设定的上限值或下限值。
4.如权利要求1～3的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于所述速度指令补正装置根据电机的速度指令值来确定速度指令补正值的变化周期。
5.如权利要求4所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于所述速度指令补正值的变化周期具有至少预先设定的上限值或下限值。
6.如权利要求1～5的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于速度指令补正值具有至少预先设定的上限值或下限值。
7.如权利要求1～6的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于速度指令补正装置具有预先设定的速度指令值设定值，只有在所述速度指令值比所述速度指令值的设定值大的场合下才形成所述的速度指令补正值；在所述速度指令值在所述速度指令值的设定值以下的场合下，以所述速度指令值为速度指令补正值。
8.如权利要求1～7的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于所述速度指令补正装置只是在速度指令值一定的场合下才形成速度指令补正值；在所述速度指令值不为一定的场合下，则与所述速度指令值作为所述速度指令补正值。
9.如权利要求7或者8中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于速度指令补正装置中设有在速度指令补正值的切换前后具备滞后作用的速度指令补正切换装置。
10.如权利要求1～9的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于PN电压补正装置通过用直流电压基准值对直流电压检测值进行除法运算，导出PN电压补正系数；在所述直流电压检测为零以下的场合下，将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为所述PN电压补正系数。
11.如权利要求1～10的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于PN电压补正装置中的PN电压补正系数至少具有预先设定的上限值或下限值。
12.如权利要求1～11的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于在变频器工作频率为交流电源频率的偶数倍的共振频率和与所述共振频率为中心的、在其前后具有预先设定的频率幅度的频率范围内，避免将所述变频器的工作频率固定在恒定值上。
13.如权利要求1～12的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于所述小容量电抗器及所述小容量电容器的组合被确定为，使小容量电抗器和小容量电容器的共振频率大于交流电源频率的40倍。
14.如权利要求1～13的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于小容量电容器的容量被确定为，使变频器停止之际会上升的直流电压值的最大值小于元件的耐压。
15.如权利要求1～14的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置，其特征在于变频器的载波频率被确定为，使预先设定的交流电源功率因数值得到满足。
16.一种空调器，其特征在于包括压缩机；驱动所述压缩机的驱动电机；将交流电源功率变换成直流电源功率的整流装置；以及将所述整流装置变换出来的直流电源功率再次变换成交流电源功率、供给所述驱动电机中的如权利要求1～15的任一项中所述的用于驱动电机的变频器控制装置。
全文摘要
本发明为一种用于驱动电机的变频器控制装置，其中通过降低电机电流的变化量，进一步实现小型化、重量轻化，并降低制造成本。在本发明中，通过使用小容量电抗器(5)及小容量电容器(6)来实现小型、重量轻并降低制造成本。即使在变频器直流电压发生大幅变化、电机(4)的驱动变得很困难的场合下，通过PN电压补正装置(10)使加到电机(4)上的电压保持基本一定，从而维持电机(4)的驱动。这样，通过降低电机(4)的电流变化量，可以实现一种更加小型、重量轻、制造成本更低的用于驱动电机的变频器控制装置及使用这种控制装置的空调器。
文档编号H02M1/14GK1604449SQ20041008318
公开日2005年4月6日 申请日期2004年9月29日 优先权日2003年10月3日
发明者河地光夫, 松城英夫, 杉本智弘 申请人:松下电器产业株式会社