专利名称：应用于单端变换的同步整流自驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源领域，尤其涉及应用于单端变换(包括单端正激、单端反激等)同步整流的自驱动电路。
背景技术：
随着低压大电流DC/DC变换器的规模应用，同步整流技术于上世纪90年代也逐渐发展而成熟起来。低压大电流DC/DC变换器副边同步整流技术总的来讲主要包括三种一种是采用耦合磁路的自驱动方式；一种是采用独立控制电路的他激方式；第三种是部分采用自驱和部分采用他激方式的结合。从技术成本和性能来看，第一种自驱动方式具有明显的优点，因此发展非常迅速，也出现了各种不同的电路形式，其中最为广泛应用的主要有以下几类1、以主绕组作为直接驱动，主绕组一方面提供输出的能量，另一方面提供同步整流管和续流管的驱动信号。该类电路具有驱动电路简单的特点，但驱动幅值随工作占空比变化较大，主变压器的漏感产生的尖峰会严重影响同步整流管和续流管的可靠性。而且由于采用MOSFET同步整流管和续流管栅源极间电压的限制，使得该电路不能应用于输出电压较高或较低的变换器中，在主变压器产生提前复位的情况下，也无法应用。
2、采用辅助绕组的自驱动方式。该类电路应用范围不受自身输出电压的限制，相对比较灵活。而且驱动形式上带有中心抽头，相当于双绕组，每个绕组分别驱动同步整流管和同步续流管。但是其缺点是绕组匝数较多，驱动信号中产生多余的负向电压，驱动损耗较大，而且驱动幅值随工作占空比变化较大。同不仅如此，由于同步续流管的驱动信号受主变压器反向复位电压的影响很大，如果主变压器在主管关断期间提前复位(例如原边采用电容谐振复位的单端正激电路)，那么同步续流管也会因此而提前关断，其体内二极管导通，损耗会大大增加，严重影响效率。
另外，在本类型电路中，还有一种如美国专利“一种应用于有源箝位变换器的同步整流自驱动电路”(专利号5590032；
公开日期1996.12.31；权利人Lucent Technologies Inc.，)所述的方式，该电路中，采用单绕组交替驱动同步整流管和同步续流管，很好地克服了前一种方式驱动绕组较多的缺点，匝数只有前一种方式的一半。另外该专利为了克服驱动幅值问题，提高可靠性，采用MOSFET组成限幅电路，栅极接参考电压，源极作用于同步整流管和同步续流管的栅极。这样做实用上同样存在比较明显的缺点一方面绕组的驱动幅值比较高，依靠辅助电路限幅，因此驱动损耗比较大；另一方面需要选择导通电阻比较小的MOSFET，否则会影响同步整流管和同步续流管的导通和关断时间，效率降低。一般情况下MOSFET导通电阻都比较大，需要选择功率和外形封装更大的型号，所以也限制了该电路对空间要求比较小的场合的应用。另外与前一种方式一样，该专利电路无法应用于主变压器提前复位的情况。
3、电荷保持型自驱动方式。该方式可以在主变压器提前复位的条件下使用，使同步整流技术可以更广泛的应用于单端变换电路。在技术上充分利用了场效应器件栅源极间输入阻抗高的特点，通过辅助电路维持住驱动电压，不因为主变压器提前复位而下降。但是其缺点是维持的电压在关断时间上与同步整流管的开启容易存在一定的重合，从而产生同时导通现象，降低整机效率和可靠性。
发明内容
本发明的所要解决的技术问题是现有技术存在的由耦合磁路漏感引起驱动电压尖峰幅值过大、电路灵活性和通用性差、同步整流管和同步续流管开关转换时间过长、无法保证足够驱动电流和开关速度、主变磁芯提前复位时无法保证同步续流管继续维持导通、驱动损耗严重等问题，以期提供一种电路形式简洁、损耗小、效率高、适应能力强的同步整流自驱动电路。
为实现上述目的，本发明构造了一种应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，包括以下部分驱动信号、第二加速关断电路、第二延时电路、同步整流管和保持回路；所述第二加速关断电路输出的一端接所述同步整流管的栅极A’、输出的另一端接所述同步整流管的源极SR-GND、控制端接所述驱动信号的另一端；给所述同步整流管栅源极之间提供一个低阻抗的放电回路，加速所述同步整流管的关断时间；所述第二延时电路的输出端驱动所述同步整流管的栅极A’，提供并且控制所述同步整流管的驱动电流，调节所述同步整流管的开通时间；所述驱动信号其一端接第二加速关断电路的控制端；其另一端接所述第二延时电路的输入端；提供与单端反激原边开关变换同步的驱动信号；所述同步整流管源极点为SR-GND。
所述驱动信号与主绕组同步，由单独一个耦合的绕组产生，驱动电压幅度可以根据需要调整绕组匝数来实现；如果副边侧的输出主绕组产生的电压合适，也可以直接取之于它。
本发明所构造的应用于单端变换的同步整流自驱动电路还包括一个保持回路，所述保持回路输入端接SR-GND，输出端接所述驱动信号，提供给所述第二加速关断电路控制端一个电流通路和电荷保持。
对于单端正激变换器，还包括第一加速关断电路、第一延时电路和同步续流管；所述第一加速关断电路输出的一端接所述同步续流管的栅极A、输出的另一端接所述同步续流管的源极SR-GND、控制端接所述驱动信号的一端；给所述同步续流管栅源极之间提供一个低阻抗的放电回路，加速所述同步续流管的关断时间；所述第一延时电路的输出端驱动所述同步续流管的栅极A，提供并且控制所述同步续流管的驱动电流，调节所述同步续流管的开通时间。
采用本发明所述电路，与现有技术相比，综合了不同类型自驱动电路的优点，由于采用单绕组驱动，所以结构简单；而且驱动回路的阻抗小，驱动电流大。同步整流管和同步续流管开关转换速度快。另外附加的加速关断电路，配合延时电路，可以优化同步整流管和同步续流管的转换时间，进一步降低变换器损耗，提高效率，驱动没有负压。同时由于电路具有部分能量回授的特点，可以减少驱动损耗，提高效率，驱动电压的幅值随工作占空比变化的情况有所改善。另外，延时电路中的R或RC电阻，一方面可以调节时间，另一方面可以吸收驱动信号的尖峰。提高可靠性。增加的两个二极管，可以实现电荷保持型驱动(见图4)，可以将同步整流技术应用在更加广范的单端变换器中，同时配合附加的加速关断电路，延时电路，可以克服通常电荷保持型驱动的缺点，减少甚至消除同步续流管和同步整流管的同时导通时间。进一步提高单端变换器的效率。本发明所述装置还可以应用在单端反激变换器，副边同步整流驱动电路中。
图1是本发明所述装置结构图。
图2是本发明所述装置在单端正激变换器应用中的结构图。
图3是作为本发明第一个实施例的装置结构图。
图4是作为本发明第二个实施例的装置结构图。
图5是作为本发明第三个实施例的装置结构图。
图6是应用于单端有源箝位变换器中的实施例结构图。
图7是应用于单端电容谐振复位变换器的实施例结构图。
图8是应用于单端反激式变换器的实施例结构图。
具体实施例方式
下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述本发明的主要目的是克服现有技术存在的由耦合磁路漏感引起驱动电压尖峰幅值过大的问题、电路的灵活性和通用性问题，即实现在单端变换(包括单端正激和反激拓扑)中普遍应用且器件少，占用面积不多；同步整流管和同步续流管开关转换时间的优化问题；当同时驱动多个并联的同步整流管和续流管，如何保证足够的驱动电流，保证开关速度问题；当主变磁芯提前复位，如何保证同步续流管继续维持导通的问题；减少驱动损耗的问题等方面。
本发明综合了目前几种自驱动电路的优点，采用单绕组直接驱动同步整流管和续流管，具有电路简单同时又能获得足够的驱动电流，增加了小功率MOSFET分别用于加速同步整流管和同步续流管的关断，并联在小功率MOSFET栅源极间的稳压管，当控制电流正向时起稳压保护的作用；当控制电流反向时起栅源电压箝位并提供控制信号通路的作用，小功率MOSFET通过与驱动绕组的交叉联接构成逻辑上的自锁关系，加上串联的RC电路，可以形成对同步整流和续流管的开通和关断时间的优化，其中电容C指的是，包括对应驱动的同步整流管或续流管栅源极间输入电容，对应并联在同步整流管或续流管栅源极间电容和小功率MOSFET漏源极间的输出电容，也可以外加合适的电容C’与所指电容串联，串联的结果一方面可以调整作用在对应驱动的同步整流管或续流管栅源极间电压，另一方面与串联的电阻R一样可以调整同步整流管或续流管的开通时间。单绕组驱动方式下部分驱动能量可以回授，因此可以减少驱动损耗，例如同步整流管开通时，同步续流管栅源极间的部分电压连同驱动绕组的感应电压一起对同步整流管充电。可以改善工作占空比对同步驱动信号幅值的影响，同时提高驱动效率。对漏感引起的驱动电压尖峰问题，一方面要尽量提高驱动绕组与主绕组的耦合系数，减少漏感；另一方面在电路上，同时增加了RC吸收以及在非正常情况下由电阻与稳压管够成的吸收电路，提高驱动电路的可靠性。
从图2可以看出，本发明主要包括以下几个部分1.第一加速关断电路，其输出的一端接同步续流管的栅极A，输出的另一端接同步续流管的源极SR-GND，控制端接驱动信号的一端。作用在于给同步续流管栅源极间提供一个低阻抗的放电回路，从而加速同步续流管的关断时间。
2.第二加速关断电路，其输出的一端接同步整流管的栅极A’，输出的另一端接同步整流管的源极SR-GND，控制端接驱动信号的另一端。作用在于给同步整流管栅源极间提供一个低阻抗的放电回路，从而加速同步整流管的关断时间。
3.第一延时电路，其输出端驱动同步续流管的栅极A。作用在于提供并且控制同步续流管的驱动电流，调节同步续流管的开通时间。
4.第二延时电路，其输出端驱动同步整流管的栅极A’。作用在于提供并且控制同步整流管的驱动电流，调节同步整流管的开通时间。
5.与主绕组同步的驱动信号。该信号最好是由单独一个耦合的绕组产生，这样驱动电压幅度可以根据需要调整绕组匝数来实现，当然如果副边侧的输出绕组产生的电压合适，也可以直接取之于它。驱动信号由单独一个与单端正激主变压器耦合的绕组产生，驱动电压幅度可以根据需要调整绕组匝数来实现。其一端分别接第一延时电路的输入端和第二加速关断电路的控制端；其另一端分别接第二延时电路的输入端和第一加速关断电路的控制端。作用在于提供与单端正激原边开关变换同步的驱动信号。
以上所提到的同步整流管和同步续流管源极是共地的，共地点为SR-GND。
对于以下的三个图图3到图5，对应图1和图2中所述第一加速关断电路、第二加速关断电路、第一延时电路、第二延时电路情况如下图3到图4中R3，VD1和VT1构成图2中所述第一加速关断电路；图3到图5中R1，VD2和VT2构成图1和图2中所述第二加速关断电路；图3到图4中R2或者R2，C1构成图2中第一延时电路；图3到图5中R4或者R4，C2构成图1和图2中第二延时电路；图5中R3、VD1构成图1中保持回路；具体连接关系如下图3是根据图1的原理性框图的一种具体实现形式。驱动信号的一端与第一电阻R1、第二电阻R2相连；驱动信号的另一端与第三电阻R3、第四电阻R4相连；第二电阻R2的另一端与第一电容C1相连，C1的另一端接输出A(或者第二电阻R2的另一端直接接输出A，取消C1，如图3中虚线所指将C1短路)，输出A端同时与第一N沟道MOSFET(VT1)的漏极相联，VT1的源极与第一稳压管VD1的阳极、第二稳压管VD2的阳极、第二N沟道MOSFET(VT2)的源极相连于SR-GND端，该端外接所驱动的同步整流管和同步续流管的源极共地点。如前所述，第一电阻R1的另一端与第二稳压管VD2的阴极、第二N沟道MOSFET(VT2)的栅极相连；第三电阻R3的另一端与第一稳压管VD1的阴极、第一N沟道MOSFET(VT1)的栅极相连；第二N沟道MOSFET(VT2)的漏极接输出端A’，同时A’与第二电容C2的一端相连，第二电容C2的另一端与第四电阻R4的另一端相连(或者取消电容C2，如图3中虚线所指将C2短路，A’端直接与前述第四电阻R4的另一端相连)。
需要说明的是，根据驱动信号所同步的信号(指相位同步)，该电路的输出端A、A’分别对应驱动同步续流管和同步整流管的栅极。同步整流管和同步续流管共用的源极共地点，与该电路的SR-GND端相连；第一稳压管VD1和第二稳管VD2在电路中所起做用有两个1.对第一N沟道MOSFET(VT1)的栅源极和第二N沟道MOSFET(VT2)的栅源极间驱动电压反向箝位，并提供控制信号通路；2.保护第一N沟道MOSFET(VT1)的栅源极和第二N沟道MOSFET(VT2)的栅源极间正向驱动电压不超过额定值。当驱动信号幅度足够大的情况下，将图3所示电路稍加变形，可以获得图4所示另外一种实现方式。该方式具有电荷保持型驱动的特点，可以在单端变换器主变压器提前复位情况下，应用于副边同步整流驱动电路中，通过保持电荷，继续维持功率管导通，减少输出电流因通过功率管体内二极管而产生的损耗，提高效率。另外原边主管由于主变的提前复位，降低了开通前的耐压，因此原边主管的开关损耗也降低了。
图4所示另一种具体实现形式为驱动信号的一端与第一电阻R1、第二电阻R2相连；驱动信号的另一端与第三电阻R3、第四电阻R4相连；第二电阻R2的另一端与第一电容C1相连，C1的另一端与第四二极管VD4的阳极，第三二极管VD3的阴极相连，第四二极管VD4的阴极接输出A端，同时输出A端与第一N沟道MOSFET(VT1)的漏极相联，VT1的源极与第一稳压管VD1的阳极、第二稳压管VD2的阳极、第二N沟道MOSFET(VT2)的源极、第三二级管VD3的阳极相连于SR-GND端，该端外接所驱动的同步整流管与同步续流管的源极共地点。如前所述，第一电阻R1的另一端与第二稳压管VD2的阴极、第二N沟道MOSFET(VT2)的栅极相连；第三电阻R3的另一端与第一稳压管VD1的阴极、第一N沟道MOSFET(VT1)的栅极相连；第二N沟道MOSFET(VT2)的漏极接输出端A’，同时A’与第二电容C2的一端相连，第二电容C2的另一端与第四电阻R4的另一端相连。该方案也可以取消电容C1和C2，电路上直接将其短接，如图4中虚线所示。
对于单端反激式变换器，由于输出不需要储能电感，因此也就省去了续流回路，只要提供同步整流管的驱动信号即可，具体如图5所示。
图5是第三种具体实现形式驱动信号的一端接第一电阻R1，R1的另一端与第二稳压管VD2的阴极、第二N沟道MOSFET(VT2)的栅极相连；驱动信号的另一端接第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的另一端接第一二极管VD1的阴极；第一二极管VD1的阳极、第二二极管VD2的阳极、第二N沟道MOSFET(VT2)的源极接共地端SR-GND，该共地端输出接所驱动同步整流管的源极；第二N沟道MOSFET(VT2)的漏极、第二电容C2的一端接输出A’，A’输出接所驱动同步整流管的栅极；第二电容C2的另一端与第四电阻R4的另一端相连。该方案也可以取消电容C2，电路上直接将其短接，如图5中虚线所示。
图6是应用于单端有源箝位变换器中的实施例，该实例中以原边升压型有源箝位为例，还可以应用于原边降压型有源箝位等单端变换器拓扑。
图6中虚线框100所指为图3中所描述的电路，图3中所指驱动信号部分，在图6中由主变T1的绕组n3提供，当然如果信号幅值允许，也可以直接由T1的主绕组n2来提供，不一定非要采用独立的辅助绕组n3。T1的原边绕组n1一端接输入电源，一端接N沟道主开关管VT5的漏极和箝位电容C3的一端。C3电容的另一端接P沟道箝位管VT6的漏极。VT5和VT6的源极接输入地。控制和驱动部分101提供给主开关管VT5和箝位开关管VT6一对互补导通、关断的信号。当VT5开通时对主变T1励磁同时向副边传递能量，VT5关断时VT6导通，箝位电容C3上保持的电压对T1复位，然后是VT6关断，VT5导通。
单端正激变换器的同步整流自驱动电路工作原理(见图6)当VT5导通时，主变T1正向励磁同时通过副边绕组n2输出能量，主变T1各绕组n1、n2、n3同名端为正，绕组n3的输出电流有两个路径1.电流流经电阻R3，给VT1的栅源极充电，然后通过VD2、R1与VT1、C1、R2的并联支路回到绕组n3的非同名端，使VT1开通，VT2关断；2.电流通过R4作用于同步整流管VT4的栅源极，然后通过VD2、R1与VT1、C1、R2并联支路回到绕组n3的非同名端，使同步整流管VT4导通，同步续流管VT3关断；由于小功率MOSFET(VT1)的栅源电荷远比同步整流管VT4要小，通过选择R3、R4何适的电阻值，可以使VT1的导通和VT2关断的速度快于同步整流管VT4的导通速度，这样同步续流管VT3的栅源控制电荷会通过VT1加速放电，保证同步续流管VT3在绕组n2正向导通时及时关断，同时同步整流管VT4及时开通。
当VT5关断，VT6导通，主变T1绕组反向复位，驱动绕组n3感应出反向电压，电流从n3的非同名端流出，同样有两个回路1.电流流经电阻R1，给VT2的栅源极充电，然后通过VD1、R3与VT2、R4的并联支路回到绕组n3的同名端，使VT2开通，VT1关断；2.电流通过R2、C1作用于同步续流管VT3的栅源极，然后通过VD1、R3与VT2、R4的并联支路回到绕组n3的同名端；由于小功率MOSFET(VT2)的栅源电荷远比同步续流管VT3要小，通过选择R1、R2合适的电阻值，可以使VT2的导通，VT1的关断速度快于同步续流管VT3的导通速度，这样同步整流管VT4的栅源控制电荷会通过VT2加速放电，保证同步整流管VT4在绕组n2反向导通时及时关断，同时同步续流管VT3及时开通。
当单端正激变换器原边采用电容谐振复位时，主变T1原边绕组n1会在主开关管VT5的关断周期内提前复位，n3驱动绕组的感应电压会下降为零，同步续流管因得不到足够的驱动电压而关断，输出电感L1的续流电流会通过VT3的体内寄生二极管，从而使损耗增加，效率降低。图4所示另一种自驱动实现形式，具有电荷保持驱动的特点，图7是图4电路在单端正激原边电容谐振复位情况下实现同步整流的一个具体的实施例。
图7中虚线框103部分就是图4所指电路。原边主开关管为VT5和主变压器T1原边绕组n1串连，C3为谐振电容。控制和驱动电路102产生PWM信号，控制主开关管的开通和关断。在主管关断期间，谐振电容与n1反向谐振，主变在主管VT5关断期间提前复位，这时由于VD4反向截止，同步续流管VT3的上栅源极间电荷维持不变，同步续流管可以维持继续导通；当原边主管VT5开通，结束副边续流状态，驱动绕组n3同名端输出为正，通过R3、VT1的栅源极，然后再通过VD2、R1与VD3、C1、R2的并联支路促使VT1导通，同步续流管VT3加速关断。也可以在R3上并联电容C4(如图7中所示)，使VT1的导通相对于VT4适当超前，同步续流管VT3在n2绕组正向输出时完全截止，减少短路损耗。同步整流管VT4的正向开通回路是驱动绕组n3此时同名端输出为正，电流流经R4、同步整流管VT4的栅源极、然后通过VD2、R1与VD3、C1、R2的并联支路回到n3的非同名端，使同步整流管VT4导通。
单端反激变换器不同于单端正激，输出不再需要储能电感，因此电路上也就不需要同步续流管了。按照原理框图2，作适当简化，得到图5具体实现方式，图8是图5所指电路在单端反激式变换器中的具体实施例。
图8中虚线框所指104部分就是图5电路。控制和驱动电路102产生PWM信号，控制主开关管VT5的开通和关断，VT5开通时，主变压器驱动绕组n3同名端输出为正，电流正向流经R1，作用于N沟道MOSFET VT2的栅源极，再经VD1、R3与VT2、R4流回n3的非同名端，N沟道MOSFET VT2因此而开通，同步整流管VT4关断，阻断主变T1副边绕组n2的输出，主变压器通过原边n1绕组储存能量。当VT5关断时，驱动绕组n3非同名端输出为正，VT2由于VD2的导通而关断，驱动电压通过R4作用于同步整流管的VT4的栅源极，然后通过VD2、R1回到绕组n3的同名端，同步整流管VT4因此而开通，实现单端反激变换器输出的同步整流。
该电路的优点在于同步续流管VT4的栅源控制电压具有电荷保持型驱动的特点，同步整流管的栅源控制电压只能通过VT2泄放，这样同步整流管可以获得稳定的驱动电压；同步整流管没有负向电压驱动，减少驱动损耗，通过控制VT2的导通来控制同步整流管的关断，可以对同步整流管的关断时间进行优化，例如还可以在R1电阻上并电容C4，可以控制VT2的导通时间适当超前，从而控制同步整流管VT4的关断时间适当超前，减少原边开关管的开通损耗，提高变换器的效率。
权利要求
1.一种应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，包括以下部分驱动信号、第二加速关断电路、第二延时电路、同步整流管和保持回路；所述第二加速关断电路输出的一端接所述同步整流管的栅极A’、输出的另一端接所述同步整流管的源极SR-GND、控制端接所述驱动信号的另一端；给所述同步整流管栅源极之间提供一个低阻抗的放电回路，加速所述同步整流管的关断时间；所述第二延时电路的输出端驱动所述同步整流管的栅极A’，提供并且控制所述同步整流管的驱动电流，调节所述同步整流管的开通时间；所述驱动信号其一端接第二加速关断电路的控制端；其另一端接所述第二延时电路的输入端；提供与单端反激原边开关变换同步的驱动信号；所述同步整流管源极点为SR-GND。
2.根据权利要求1所述的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述驱动信号与主绕组同步，由单独一个耦合的绕组产生，驱动电压幅度可以根据需要调整绕组匝数来实现。
3.根据权利要求2所述的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，如果副边侧的输出主绕组产生的电压合适，也可以直接取之于它。
4.根据权利要求1所述的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，还包括一个保持回路，所述保持回路输入端接SR-GND，输出端接所述驱动信号，提供给所述第二加速关断电路控制端一个电流通路和电荷保持。
5.根据权利要求1所述的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其特征在于，对于单端正激变换器，还包括第一加速关断电路、第一延时电路和同步续流管；所述第一加速关断电路输出的一端接所述同步续流管的栅极A、输出的另一端接所述同步续流管的源极SR-GND、控制端接所述驱动信号的一端；给所述同步续流管栅源极之间提供一个低阻抗的放电回路，加速所述同步续流管的关断时间；所述第一延时电路的输出端驱动所述同步续流管的栅极A，提供并且控制所述同步续流管的驱动电流，调节所述同步续流管的开通时间。
全文摘要
本发明公开了一种电源领域中的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，包括驱动信号、第二加速关断电路、第二延时电路、同步整流管和保持回路；第二加速关断电路一端接同步整流管的栅极A’、另一端接同步整流管的源极SR－GND、控制端接驱动信号的另一端；第二延时电路的输出端驱动同步整流管的栅极A’；驱动信号其一端接第二加速关断电路的控制端；其另一端接第二延时电路的输入端；同步整流管源极点为SR－GND。本发明克服了现有技术的驱动电压尖峰幅值过大、电路灵活性和通用性差、同步整流管和同步续流管开关转换时间过长、驱动损耗严重等问题，以期提供一种电路形式简洁、损耗小、效率高、适应能力强的同步整流自驱动电路。
文档编号H02M3/335GK1780128SQ20041009176
公开日2006年5月31日 申请日期2004年11月26日 优先权日2004年11月26日
发明者樊晓东 申请人:中兴通讯股份有限公司