专利名称：高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种低功耗的高频功率变换正弦波逆变电路。
背景技术：
常见的高频变换逆变电路按如下的过程工作由DC/DC变换电路将直流电源电压高频变换为所需的稳定的直流电压，再由逆变桥高频调制为正弦波输出。交流输出电压的幅度、频率和相位皆由逆变桥变换电路决定。由于电能经过了两次高频变换，开关损耗较大。而高频链逆变电路，虽然仅有一次高频功率变换，但由于要考虑负载的无功能量回馈问题，主回路及控制方式都较为复杂。发明专利《单次高频功率变换带动态预付载正弦波逆变电路》(专利号ZL02115710.3)采用单次高频功率变换，先产生半正弦波，然后再由逆变桥在工频下倒换为单相正弦波输出，虽然开关损耗小，但由于要加入动态预付载，增加了电路的复杂度和成本。
发明内容
鉴于以上原因，本实用新型的目的在于提供一种降低开关损耗的高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其逆变过程中经过一次完全高频变换和一次在空载及轻载时部分高频逆变而大负荷时完全低频逆变。
为了实现上述目的，本实用新型的技术方案是高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于包括DC/DC变换电路2和逆变桥电路3，直流电源1向DC/DC变换电路2提供输入直流电源，微处理器电路构成的逆变信号电路产生高精度的半正弦波基准信号对DC/DC变换电路2进行高频开关控制，DC/DC变换电路2的输出接至受微处理器产生的高精度的正弦波基准信号控制的逆变桥电路3，逆变桥电路3输出端经滤波电路4接交流负载5。
所述DC/DC变换电路2可为各种电路拓扑结构的直流-直流变换器，如单端正激式、推挽式、全桥式、半桥式等。
逆变过程有一次发生于DC/DC变换电路按半正弦波调制的高频功率变换和一次发生于逆变桥电路的按正弦波调制的高频或低频逆变，该次逆变的方式随负载而定。当DC/DC电路能输出标准的半正弦波时逆变桥电路工作于低频零电压开关状态，否则工作于部分高频开关状态，而通常该种状态发生于空载、轻载及非阻性负载下。
本实用新型采用微处理器电路构成逆变信号电路，能送出高精度的半正弦波基准信号至脉冲宽度调制电路，对DC/DC变换电路2进行高频开关控制，因而可实现对直流-直流变换器输出电压的控制，输出按半正弦波调制的电压至逆变桥3。此过程即为第一次调节。
本实用新型所涉及的微处理器，可以是单片微处理器电路，如80C196、80C537等，也可以是数字信号处理器DSP，如TMS320LF2407。
上述微处理器同时能送出与半正弦波基准同步的正弦波基准信号至逆变桥控制电路控制逆变桥电路3，以实现对标准半正弦直流脉冲的低频零电压倒换，或对畸变的半正弦波电压进行部分高频逆变输出正弦波电压。此过程即为第二次调节。
本实用新型DC/DC变换电路2将直流电压经高频开关变换为半正弦直流脉冲，逆变桥电路3再将该脉冲低频倒换或部分高频逆变为正弦波电压。因而在整个直流/交流正弦波的变换过程中，开关损耗较小；逆变桥电路3低频倒换时，加于功率开关器件上的电压为零，开关损耗最低，极大地提高了逆变效率；逆变桥部分高频逆变时，开关次数也较同样开关频率下全周期高频逆变模式少，因而损耗也较低。
图1是本实用新型实例1电路原理图图2是本实用新型实例2电路原理图图3是本实用新型实例3电路原理图图4是本实用新型实例4电路原理图图5为单次高频功率变换大负载时的波形图图6为单次高频功率变换小负载时的波形图图7为单次高频功率变换空载时的波形图图8为双重调节控制方式下空载及轻载时的电压波形图图中1-直流电源，2-DC/DC变换电路，3-逆变桥电路，4-滤波电路，5-交流负载。
具体实施方式
实例1参见图1，高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，包括DC/DC变换电路2和逆变桥电路3，直流电源1向DC/DC变换电路2提供输入直流电源，微处理器产生高精度的半正弦波基准信号对DC/DC变换电路2进行高频开关控制，DC/DC变换电路2的输出接逆变桥电路3，受微处理器产生的正弦波基准控制的逆变桥电路3的输出端经滤波电路4接交流负载5。所述DC/DC变换电路2可为各种电路拓扑结构的直流-直流变换器，如图1至图4，其原边的大功率高频开关器件为大功率MOSFET，变压器为高频功率变压器，整流二极管为快恢复二极管，滤波器由高频电感器和大容量电解电容器构成，该电解电容器也能起到吸收由交流负载回馈的无功能量作用。
本实用新型所涉及的微处理器，可以是单片微处理器，如80C196、80C537等，也可以是数字信号处理器DSP，如TMS320LF2407。
如图1所示，DC/DC变换电路2采用单端正激式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路2包括电解电容器C2、高频功率变压器T1、大功率场效应管V7、快恢复二极管V10、快恢复二极管V11、电感器L2和电解电容器C3，单端正激式DC/DC变换电路2的连接方式为电解电容器C2并联至直流输入端，高频功率变压器T1的初级一端接电解电容器的正端，另一端接大功率场效应管V7的漏极，大功率场效应管V7的源极接电解电容器C2负端，变压器T1的次级接快恢复二极管V10、快恢复二极管V11构成的整流电路，其输出端接至由电感器L2和电解电容器C3构成的滤波电路。
所述逆变桥电路3由两组大功率高频开关器件IGBT构成，连接高电压的大功率高频开关器件IGBT(V1)和连接低电压的大功率高频开关器件IGBT(V3)构成一组逆变桥臂，连接高电压的大功率高频开关器件IGBT(V2)和连接低电压的大功率高频开关器件IGBT(V4)构成另一组桥臂。
DC/DC变换电路2由半正弦波信号控制，将直流电压变换为半正弦波直流脉冲电压，此处为高频变换；在整个逆变电路处于空载或轻载以及非阻性负载时，逆变桥电路3工作于按正弦波调制的部分高频开关状态；在负载较大的阻性负载下，逆变桥电路3的两组桥臂在直流半正弦波脉冲的过零点交替导通和关断，将半正弦波直流电压脉冲倒换为交流正弦波电压，此处为零电压低频变换。
工作原理如下直流电源1电压通过DC-DC变换电路2大功率高频开关器件的高速通断，变换为高频直流脉冲，由于受半正弦波基准的控制，该脉冲也经过了半正弦波调制，脉冲经高频变压器耦合到变压器的次级经整流二极管整流，并由滤波电感器、滤波电容器滤波变为平滑的半正弦波直流脉冲；由于滤波电容器的存在，当逆变电路轻载或带电容性、电感性负载时，会影响半正弦脉冲的下降沿，如图6中的Vhf波形，此时，逆变桥电路3进入受正弦波基准控制的部分高频调制状态(如图8中Vg1和Vg2的波形)，以避免输出电压波形的失真，其过程是在半正弦波基准的零点，受正弦波基准的控制大功率开关器件IGBT(V1、V4)在较高的频率下高频开关，至半正弦波脉冲未畸变部分保持导通，以降低高频开关损耗，然后在随后的畸变部分又在半正弦波基准的控制下高频开关，同时大功率开关器件IGBT(V2、V3)保持关断，电流流向ACN；从下一个半正弦波基准零点开始，大功率开关器件IGBT(V1、V4)保持关断，同时，受正弦波基准的控制大功率开关器件IGBT(V2、V3)高频通断，至半正弦波脉冲未畸变部分保持截止，然后在随后的畸变部分又在半正弦波基准的控制下高频通断，电流流向ACL。如此循环往复，交流输出端即有正弦波电压输出至交流负载5。
当逆变器带纯阻性大负载时，半正弦波脉冲不会畸变，逆变桥电路3工作于低频开关状态，如图5，其大功率开关器件IGBT(V2、V3)在半正弦脉冲的零点导通，同时大功率开关器件IGBT(V1、V4)关断，电流流向ACN，在下一个过零点V2、V3关断，同时大功率开关器件IGBT(V1、V4)导通，电流流向ACL，如此循环往复，交流输出端即有正弦波电压输出至交流负载5。
整个变换过程仅有发生于DC/DC变换电路2的一次高频主变换和逆变桥电路3的部分高频倒换或完全的低频倒换，低频倒换的频率与输出电压频率相同。同时，逆变桥电路3完全低频倒换时，加于大功率开关器件IGBT(V1、V2、V3、V4)上的电压为零，开关损耗最低，而部分高频倒换时，IGBT(V1、V2、V3、V4)得开关次数也较完全高频倒换模式少，开关损耗也相对较低。交流输出电压的幅度、频率和相位主要由DC/DC变换电路2决定，逆变桥只起辅助调节波形的作用。
图5为单次高频功率变换大负载时的波形，其中Vhf为DC/DC变换电路2的输出电压波形；Vout为逆变桥电路3输出电压波形；Vg1为逆变桥电路3开关器件V1和V4的驱动波形；Vg2为逆变桥电路3的开关器件V2和V4的驱动波形。
图6为单次高频功率变换小负载时的波形，其中Vhf为DC/DC变换电路2的输出电压波形；Vout为逆变桥电路3输出电压波形；Vg1为逆变桥电路3的开关器件V1和V4的驱动波形；Vg2为逆变桥电路3的开关器件V2和V4的驱动波形。实线为实际波形，虚线为理想波形。
图7为单次高频功率变换空载时的波形，其中Vhf为DC/DC变换电路2的输出电压波形；Vout为逆变桥电路3输出电压波形；Vg1为逆变桥电路3的开关器件V1和V4的驱动波形；Vg2为逆变桥电路3的开关器件V2和V4的驱动波形；实线为实际波形，虚线为理想波形。
图8为双重调节控制方式下空载及轻载时的电压波形。其中Vhf为DC/DC变换电路2的输出电压波形，实线为实际波形，虚线为理想波形；Vout为逆变桥电路3输出电压波形，实线为实际波形，虚线为单次调制时的输出波形；Vg1为逆变桥电路3的开关器件V1和V4的驱动波形，Vg2为逆变桥电路3的开关器件V2和V4的驱动波形。
相对于目前正在发展的高频链逆变技术，以及发明专利《单次高频功率变换带动态预付载正弦波逆变电路》(专利号ZL02115710.3)，高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，在功率部分不需要过多考虑由负载回馈的无功能量的吸收问题，主电路模式与通常意义的完全双重高频变换的逆变电路基本相同，仅在控制方式上有所区别，因而较容易实现。
实例2与实例1基本相同，其区别在于DC/DC变换电路2的拓扑结构不同。
如图2所示，DC/DC变换电路2采用推挽式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路2包括高频功率变压器T1、大功率场效应管V6、大功率场效应管V7、整流桥V5、电感器L2和电解电容器C3，推挽式DC/DC变换电路2的连接方式为高频功率变压器T1的初级公共端接直流电源1的正端，初级的两个绕组分别接大功率场效应管V6、大功率场效应管V7的漏极，大功率场效应管V6、大功率场效应管V7的源极接直流电源1的负端，变压器T1的次级接整流桥V5，其输出端接至由电感器L2和电解电容器C3构成的滤波电路。
实例3与实例1基本相同，其区别在于DC/DC变换电路2的拓扑结构不同。
如图3所示，DC/DC变换电路2采用全桥式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路2包括大功率场效应管V6、大功率场效应管V7、大功率场效应管V8、大功率场效应管V9、高频功率变压器T1、整流桥V5、电感器L2和电解电容器C2，全桥式DC/DC变换电路2的连接方式为大功率场效应管V6、大功率场效应管V7的漏极接直流电源1的正端，大功率场效应管V6、大功率场效应管V7的源极分别接大功率场效应管V8、大功率场效应管V9的漏极，大功率场效应管V8、大功率场效应管V9的源极接直流电源1的负端，同时，高频功率变压器T1的初级两端接大功率场效应管V6、大功率场效应管V7的源极，变压器T1的次级接整流桥V5，其输出端接至由电感器L2和电解电容器C2构成的滤波电路。
实例4与实例1基本相同，其区别在于DC/DC变换电路2的拓扑结构不同。
如图4所示，DC/DC变换电路2采用半桥式DC/DC变换电路，变换电路2包括大功率场效应管V6、大功率场效应管V8、电解电容器C3、电解电容器C4、高频功率变压器T1、整流桥V5、电感器L2和电解电容器C2，半桥式DC/DC变换电路2的连接方式为大功率场效应管V6的漏极接直流电源1的正端，大功率场效应管V6的源极接大功率场效应管V8的漏极，大功率场效应管V8的源极接直流电源1的负端，电解电容器C3和电解电容器C4串联，电解电容器C3的正端接直流电源1的正端，电解电容器C4的负端接接直流电源1的负端，高频功率变压器T1的初级两端接大功率场效应管V6的源极，和电解电容器C3的负端，变压器T1的次级接整流桥V5，其输出端接至由电感器L2和电解电容器C2构成的滤波电路。
实现本实用新型的DC/DC变换电路2不局限于上述几种电路。
权利要求1.高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于包括DC/DC变换电路(2)和逆变桥电路(3)，直流电源(1)向DC/DC变换电路(2)提供输入直流电源，微处理器电路构成的逆变信号电路产生高精度的半正弦波基准信号对DC/DC变换电路(2)进行高频开关控制，DC/DC变换电路(2)的输出接至受微处理器产生的高精度的正弦波基准信号控制的逆变桥电路(3)，逆变桥电路(3)输出端经滤波电路(4)接交流负载(5)。
2.根据权利要求1所述的高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于所述的DC/DC变换电路(2)采用单端正激式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路(2)包括电解电容器(C2)、高频功率变压器(T1)、大功率场效应管(V7)、快恢复二极管(V10)、快恢复二极管(V11)、电感器(L2)和电解电容器(C3)，电解电容器(C2)并联至直流输入端，高频功率变压器(T1)的初级一端接电解电容器的正端，另一端接大功率场效应管(V7)的漏极，大功率场效应管(V7)的源极接电解电容器(C2)负端，变压器(T1)的次级接快恢复二极管(V10)、快恢复二极管(V11)构成的整流电路，其输出端接至由电感器(L2)和电解电容器(C3)构成的滤波电路。
3.根据权利要求1所述的高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于DC/DC变换电路(2)采用推挽式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路(2)包括高频功率变压器(T1)、大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)、整流桥(V5)、电感器(L2)和电解电容器(C3)，高频功率变压器(T1)的初级公共端接直流电源(1)的正端，初级的两个绕组分别接大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)的漏极，大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)的源极接直流电源(1)的负端，变压器(T1)的次级接整流桥(V5)，其输出端接至由电感器(L2)和电解电容器(C3)构成的滤波电路。
4.根据权利要求1所述的高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于DC/DC变换电路(2)采用全桥式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路(2)包括大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)、大功率场效应管(V8)、大功率场效应管(V9)、高频功率变压器(T1)、整流桥(V5)、电感器(L2)和电解电容器(C2)，大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)的漏极接直流电源(1)的正端，大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)的源极分别接大功率场效应管(V8)、大功率场效应管(V9)的漏极，大功率场效应管(V8)、大功率场效应管(V9)的源极接直流电源(1)的负端，高频功率变压器(T1)的初级两端接大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V7)的源极，变压器(T1)的次级接整流桥(V5)，其输出端接至由电感器(L2)和电解电容器(C2)构成的滤波电路。
5.根据权利要求1所述的高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于DC/DC变换电路(2)采用半桥式DC/DC变换电路，DC/DC变换电路(2)包括大功率场效应管(V6)、大功率场效应管(V8)、电解电容器(C3)、电解电容器(C4)、高频功率变压器(T1)、整流桥(V5)、电感器(L2)和电解电容器(C2)，大功率场效应管(V6)的漏极接直流电源(1)的正端，大功率场效应管(V6)的源极接大功率场效应管(V8)的漏极，大功率场效应管(V8)的源极接直流电源(1)的负端，电解电容器(C3)和电解电容器(C4)串联，电解电容器(C3)的正端接直流电源(1)的正端，电解电容器(C4)的负端接接直流电源(1)的负端，高频功率变压器(T1)的初级两端接大功率场效应管(V6)的源极，和电解电容器(C3)的负端，变压器(T1)的次级接整流桥(V5)，其输出端接至由电感器(L2)和电解电容器(C2)构成的滤波电路。
专利摘要本实用新型涉及一种低功耗的高频功率变换正弦波逆变电路。高频功率变换双重调节低功耗正弦波逆变电路，其特征在于包括DC/DC变换电路(2)和逆变桥电路(3)，直流电源(1)向DC/DC变换电路(2)提供输入直流电源，微处理器电路构成的逆变信号电路产生高精度的半正弦波基准信号对DC/DC变换电路(2)进行高频开关控制，DC/DC变换电路(2)的输出接至受微处理器产生的高精度的正弦波基准信号控制的逆变桥电路(3)，逆变桥电路(3)输出端经滤波电路(4)接交流负载(5)。本实用新型在整个直流/交流正弦波的变换过程中，开关损耗较小。
文档编号H02M3/10GK2750565SQ20042007696
公开日2006年1月4日 申请日期2004年10月14日 优先权日2004年10月14日
发明者姚继忠, 郑晓敏, 肖志锋, 占景 申请人:武汉普天通信设备集团有限公司