专利名称：零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明的零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器，属电能变换装置的直流变换器。
背景技术：
随着电力电子技术的发展，对电能变换器的要求越来越高，特别是对输入功率因数的要求越来越高。经三相功率因数校正后电路的输出电压一般可达760~800V，有时甚至达到1000V，这就要求提高后级直流变换器的开关管电压定额，使得很难选择合适的功率开关管。1992年巴西学者Pinheiro提出了零电压开关三电平直流变换器，该变换器的开关管电压应力为输入直流电压的一半，因此适用于高输入电压的场合。但是该变换器本质上是个半桥变换器，其输出滤波器上的电压为两电平波形。2003年阮新波教授提出了全桥、复合式全桥三电平直流变换器，输出滤波器上的电压为三电平波形，可以减小输出滤波器的体积和重量。但是这些三电平变换器均存在桥臂直通的危险，降低了变换器的可靠性，需要设置开关管的死区时间，并加入防止桥臂直通的保护电路，增加了电路的复杂性。因此不适合应用对变换器可靠性要求高的场合。
发明内容
本发明的目的在于针对上述变换器的缺陷，提出一种零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器，克服了现有技术中存在的桥臂直通问题，提高变换器的可靠性。
本发明的零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器，由输入分压电容电路的输出连于由三电平桥臂与两电平桥臂所组成的电路两输入端，其输出端经高频隔离变压器连于整流及滤波电路的两路双管正激变换器交错并联电路，其特征在于两路双管正激变换器共用一个高频隔离变压器，高频隔离变压器的两个原边绕组的异名端与三电平桥臂相连接，同名端各自经谐振电感与两电平桥臂相连接。三电平桥臂开关管的电压应力为输入电压的一半，可在很宽的负载范围内实现零电压开关；两电平桥臂开关管的电压应力为输入电压，可利用谐振电感的能量在较宽的负载范围内实现零电压开关。
本发明与现有技术相比的主要技术特点是，由于变换器每个桥臂都由开关管和反向二极管串联构成，因此不存在传统桥式三电平变换器功率管直通问题，提高了变换器的可靠性。各开关管不需要设死区时间；不需加入加入防止桥臂直通的保护电路。
四
附图1是本发明的零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器主电路结构示意图附图2是本发明的3L工作模式主要波形示意图。
附图3是本发明的2L工作模式主要波形示意图。
附图4-14是各开关模态的等效电路结构示意图。
附图15是零电压开关交错并联双管正激三电平直流变换器电路结构示意图。
上述附图中的主要符号名称Vin——电源电压。Cd1、Cd2——输入分压电容。Q1～Q8——功率开关管。C1～C8——功率开关管的寄生电容。D1～D8——功率开关管的体二极管。Df1、Df2、Df3、Df4、Df5、Df6——续流二极管。Lr1、Lr2——谐振电感。Tr——高频隔离变压器；变压器原副边变比为K。NP1、NP2——高频隔离变压器原边绕组；NS1、NS2——高频隔离变压器副边绕组。DR1、DR2——输出整流二极管。Lf——滤波电感。Cf——滤波电容。RLd——负载。Vo——输出电压。
五具体实施例方式
附图1是零电压开关复合式双管正激三电平直流变换器结构示意图。由输入分压电容电路1、三电平桥臂电路2、两电平桥臂电路3、高频隔离变压器4、整流及滤波电路5组成。两路双管正激变换器交错并联电路，一路由输入分压电容电路，功率开关管Q1、Q2、Q6，二极管D3、D4、D5、Df3、Df4，高频隔离变压器Tr原边绕组NP1和谐振电感Lr1组成一路双管正激变换器；由输入分压电容电路，功率开关管Q3、Q4、Q5，二极管D1、D2、D6、Df3、Df4，高频隔离变压器Tr原边绕组NP1和谐振电感Lr1组成另外一路双管正激变换器。其特征是，两路双管正激变换器共用一个高频隔离变压器(Tr)，频隔离变压器(Tr)的两个原边绕组(NP1)、(NP2)的异名端与三电平桥臂2相连接，同名端各自经谐振电感(Lr1)、(Lr2)与两电平桥臂3相连接，变换器每个桥臂都由功率开关管与反向二极管串联构成。其中分压电容Cd1和Cd2容量很大且相等，其电压均为输入电压Vin的一半，即Vcd1＝Vcd2＝Vin/2，可看作电压为Vin/2的电压源。四只开关管Q1-Q4及其体二极管D1-D4和寄生电容C1-C4续流二极管Df1、Df2和Df3、飞跨电容Css1组成三电平桥臂电路；开关管Q5和Q6及其体二极管D5和D6、寄生电容C5和C6、续流二极管Dr1组成两电平桥臂电路。输出整流二极管DR1和DR2，输出滤波电感Lr和输出滤波电容Cr组成整流滤波电路。
控制方法如下开关管Q2和Q3为180°互补导通，开关管Q5和Q6为180°互补导通，且分别相对于开关管Q3和Q2滞后一个相位，故定义开关管Q2和Q3为超前管，开关管Q5和Q6为滞后管。开关管Q1和Q4分别同相位于开关管Q2和Q3PWM工作，故定义开关管Q1和Q4为斩波管。
当输入电压较低时，开关管Q1和Q4PWM工作，开关管Q2、Q3与开关管Q6、Q5之间有一个较小的固定相位差，将开关管Q2、Q3实现ZVS和开关管Q5、Q6实现ZVS分离开来。此时输出整流后的电压为三电平波形，称之为三电平模式(3L模式)。当输入电压较高时，开关管Q1和Q4的脉宽将减小到零，开关管Q1、Q3与开关管Q6、Q5移相工作，此时输出整流后的电压为两电平波形，称之为两电平模式(2L模式)。
斩波管Q1、Q4与超前管Q2、Q3通过滤波电感和谐振电感实现零电压开关，滞后管Q5和Q6则通过谐振电感的能量来实现零电压开关，从而减小开关管的开关损耗，提高变换效率。
下面以附图1为主电路结构，结合附图2～18叙述本发明的具体工作原理。由附图2可知整个变换器在3L模式中一个开关周期有16种开关模态，分别是t0以前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]、[t12，t13]、[t13，t14]、[t14，t15](见附图3)，其中，[t0以前，t7]为前半周期，[t7，t15]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。
在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③输入分压电容Cd1、Cd2足够大并且相等，可以将它们看作Vin/2的电压源。④滤波电感Lf足够大，可等效为电流为输出电流I0的电流源。
1.开关模态1[t0以前][对应于附图4]t0以前，开关管Q1、Q2和Q6导通。副边整流管DR1导通，整流管DR2截止，变换器通过变压器绕组NP1向负载传递能量。
2.开关模态2[t0，t1][对应于附图5]t0时刻关断开关管Q1，原边电流iNp1给电容C1充电。此时续流二极管Df3导通，原边电流iNp1给电容C3、C4放电。电容C1、电容C3和电容C4使开关管Q1近似为零电压关断。到t1时刻，开关管Q1两端电压上升到Vin/2，二极管Df1自然导通，开关模态2结束。
3.开关模态3[t1，t2][对应于附图6]在t1时刻，二极管Df1导通，二极管Df3截止，开关管Q3、Q4的电压被箝位在Vin/4。原边继续向副边传递能量。
4.开关模态4[t2，t3][对应于附图7]t2时刻关断开关管Q2，电流iNp1给电容C2充电，此时续流二极管Df3导通，原边电流iNp1给电容C3、C4放电。电容C2、C3和C4使开关管Q2近似为零电压关断。在t3时刻，开关管Q2两端电压上升到Vin/2，开关管Q3、Q4两端电压下降到零，模态4结束。
5.开关模态5[t3，t4][对应于附图8]t3时刻，二极管D3和D4导通，将开关管Q3、Q4两端电压箝位在零，此时可以零电压开通开关管Q3和Q4。
6.开关模态6[t4，t5][对应于附图9]在t4时刻，零电压关断开关管Q6，电流iNp1给电容C6充电，同时通过续流二极管Df4给电容C5放电。原边电流iNp1与电容C5、C6谐振工作并下降，电流iNp2从零开始上升，由于电流iNp1不足以提供负载电流，整流二极管DR1和DR2同时导通，变压器的原副边电压被箝位在零。
7.开关模态7[t5，t6][对应于附图10]在t5时刻，开关管Q6两端电压上升为Vin，开关管Q5两端电压下降到零，此时二极管D5导通，可以零电压开通开关管Q5。副边两个整流管依然同时导通，变压器原边绕组和副边绕组电压均为零。电流iNp1、电流iNp2分别线性下降和上升。
8.开关模态8[t6，t7][对应于附图11]在t5时刻，电流iNp1下降为零，电流iNp2上升到折算至原边的负载电流I0/K，整流二极管DR1截止，整流二极管DR2流过全部负载电流。变换器通过变压器绕组NP2向负载传递能量。变换器开始另一半周期工作，其工作情况类似于上述的半个周期。
由附图3可知整个变换器在2L模式中一个开关周期也有14种开关模态，其中，[t0以前，t6]为前半周期，[t6，t13]为后半周期。在前半周期中，[t0以前，t3]时段的工作情况与3L模式下[t1，t5]时段相同，这里不再重复。下面对[t3，t6]时段的三个开关模态的工作情况进行具体分析。
1.开关模态1[t3，t4][对应于附图12]在t3时刻，开关管Q6两端电压上升为Vin，开关管Q5两端电压下降到零，此时二极管D5导通，可以零电压开通开关管Q5。这段时间电流iNp2给电容C6充电，同时给电容C1、C2放电。当开关管Q4两端电压上升为Vin/2时，续流二极管D12导通，开关模态1结束，此时开关管Q1、Q2两端电压下降为Vin/4。
2.开关模态2[t4，t5][对应于附图13]由于变压器原副边电压仍为零，故电压Vin/2分别加在谐振电感Lr2和Lr2两端，电流iNp1电流iNp2分别线性下降和上升。
3.开关模态2[t5，t6][对应于附图14]在t5时刻，电流iNp1下降为零，电流iNp2上升到折算至原边的负载电流Io/K，整流二极管DR1截止，整流二极管DR2流过全部负载电流。变换器通过变压器绕组NP2向负载传递能量。变换器开始另一半周期工作，其工作情况类似于上述的半个周期。
由以上描述可知，本发明提出的零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器具有如下优点①该变换器的一个桥臂是为三电平桥臂，其开关管的电压应力为输入电压的一半，可在很宽的负载范围内实现零电压开关。
②另一个桥臂是为两电平桥臂，其开关管的电压应力为输入电压，可利用谐振电感的能量在较宽的负载范围内实现零电压开关。
③该变换器的两个桥臂都是由开关管和一个反向二极管串联构成，因此拓扑结构上不存在桥臂直通的危险，保留了双管正激变换器可靠性高的优点。
④输出整流波形中高频分量小，可以减小输出滤波器，从而减小滤波的重量和体积，并且改善变换器的动态特性；⑤该变换器的输入电流脉动很小，输入电流近似为一直流电流，因此可以大大减小输入滤波器。
⑥可以降低输出整流二极管的电压应力，提高了变换器的可靠性。
附图15是零电压开关交错并联双管正激三电平直流变换器电路结构示意图。零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器三电平桥臂的开关管的电压应力为输入电压的一半，而两电平桥臂的开关管的电压应力为输入电压，因而无法适合高压输入的应用场合。将两电平桥臂的两个开关管分别用两个串联的开关管代替，并在两电平桥臂两组串联开关管的串联接点之间连接两个串联的二极管Df5、Df6，两个串联二极管的串联接点与两个分压电容的串联接点相连，将开关管的电压应力箝位在输入电压的一半，就在电路拓扑上构成了零电压开关交错并联双管正激三电平直流变换器，从而可以适应高压输入的场合。
权利要求
1.一种零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器，包括输入分压电容电路(1)的输出连于由三电平桥臂(2)与两电平桥臂(3)所组成的电路两输入端，其输出端经高频隔离变压器(4)连于整流及滤波电路(5)，构成两路双管正激变换器交错并联电路，一路由输入分压电容电路(1)，三个功率开关管(Q1)、(Q2)、(Q6)，五个二极管(D3)、(D4)、(D5)、(Df3)、(Df4)，高频隔离变压器(Tr)原边绕组(NP1)和谐振电感(Lr1)组成一路双管正激变换器；由输入分压电容电路(1)，三个功率开关管(Q3)、(Q4)、(Q5)，五个二极管(D1)、(D2)、(D6)、(Df3)、(Df4)，高频隔离变压器(Tr)原边绕组(NP2)和谐振电感(Lr2)组成另外一路双管正激变换器。其特征在于，两路双管正激变换器共用一个高频隔离变压器(Tr)，频隔离变压器(Tr)的两个原边绕组(NP1)、(NP2)的异名端与三电平桥臂(2)相连接，同名端各自经谐振电感(Lr1)、(Lr2)与两电平桥臂(3)相连接，变换器每个桥臂都由功率开关管与反向二极管串联构成。
2.一种零电压开关交错并联双管正激三电平直流变换器，其特征在于，将权利要求1所述的零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器的两电平桥臂(3)的两个功率开关管(Q5)与(Q6)分别用两个串联的功率开关管代替，并在两电平桥臂两组串联功率开关管的串联接点之间连接两个串联的二极管(Df5)、(Df6)，两个串联二极管的串联接点与两个分压电容的串联接点相连。
全文摘要
一种涉及零电压开关复合式交错并联双管正激三电平直流变换器，属电能变换装置的直流变换器，包括输入分压电容(1)、三电平桥臂(2)、两电平桥臂(3)、高频隔离变压器(4)、整流及滤波电路(5)，其特点是两路双管正激变换器共用一个高频隔离变压器，高频隔离变压器的两个原边绕组一端与三电平桥臂相连接，另一端与两电平桥臂相连接。每个桥臂都由开关管和反向二极管串联构成，因此不存在桥式三电平变换器功率管直通问题，大大提高了变换器的可靠性。该变换器适合应用于电动汽车的燃料电池、光伏发电、通讯电源等宽输入电压场合，输出整流波形中高频分量小，可以减小输出滤波电感，输入电流脉动很小，输入电流近似为一直流电流，因此可以大大减小输入滤波器，还能降低输出整流二极管的电压应力，提高了变换器的可靠性。
文档编号H02M3/335GK1725617SQ200510041128
公开日2006年1月25日 申请日期2005年7月21日 优先权日2005年7月21日
发明者王慧贞, 毛赛君, 冀春英, 严仰光 申请人:南京航空航天大学