专利名称：放电管用反相器电路及电力控制方法
技术领域：
本发明涉及一种反相器电路及电力控制方法，特别是涉及一种放电管用反相器电路及电力控制方法。
本发明是有关于本案发明人的日本特许第2733817号(美国专利第5495405号)发明的利用发明或其技术旨趣的利用，且有关于一种光源用的反相器电路，适用相容于冷阴极萤光管(Cold Cathode FluorescentLamp，CCFL)、外部电极冷阴极管(External Electrode FluorescentLamp，EEFL)、霓虹灯等放电管。
背景技术：
近年来，面光源的用途非常广泛，不但可以用在广告显示以及个人电脑上，也扩大到用在液晶电视机等机器上。
于是对用来驱动面光源的反相器电路而言，也就要求小型并且有高效率。
在此如下所示，将说明近年来冷阴极管用反相器电路的变迁，以及与日本特许第2733817号发明之间的关系。
冷阴极管用反相器电路是一种普遍使用的一般电路，也就是如图17所示的集极共振型电路。该电路也常称为Royer电路，但Royer电路的正式定义是指使变压器呈饱和状态后再进行开关动作的逆转，也就是利用集极侧的共振方式来进行逆转(反向)动作而被称为集极振荡型电路，或为与Royer电路做区别，宜称为集极共振型Royer电路。
惟，当初的冷阴极管用反相器电路是使用有一种完全没有利用二次侧电路的共振机构，而升压变压器是使用泄漏电感少也就是闭路型变压器。在这时代背景下，业者认知所谓闭路型变压器意指泄漏电感少的变压器。又对于反相器电路中的升压变压器的泄漏电感，其认知是指降低变压器二次侧的输出电压，不是较佳形态，且希望尽可能减少。
结果造成二次侧电路的共振频率设定有一远较反相器电路动作频率还高的频率，于是使该时代背景中的变压器二次侧电路中，其共振频率是与反相器电路的动作频率无关，且不对反相器电路的动作频率造成影响。又，稳流电容Cb是一为了进行管电流稳定化所需的构件。
其次，冷阴极管用反相器电路还有一种诸如图18所示的形态为人们所知，该电路是揭示日本特开平7-211472号公报，如图19所示，有一电路普及而为人所知，也就是该电路中，二次侧电路的共振频率为一次侧电路共振频率的3倍，也就是被称为3倍共振型电路。此时所使用的升压变压器适于将泄漏电感值增加到某一程度。
此时，如图20中的说明所示，反相器电路的振荡频率与3次高谐波合成，而产生一梯状波形。
又，实际的3倍振荡型电路的冷阴极管电流是呈一图21所示的波形。
此时，升压变压器的名称有些混乱。在业者所说的闭路变压器是否适当，仍有其讨论空间，称呼的定义是模糊不清。要如何形容一边关闭磁路结构但又一边磁通量泄漏多的状态是问题所在。也就是这些用语不是假设如上状态的专门技术用语。
实际所谓3倍共振用变压器的形状是如图22所示为扁平型态，虽然磁路结构呈闭锁状态，但磁通量泄漏较以往技术还大，也就是具有较大的泄漏电感值。
不管怎样，该技术思想(图18所示)是指借着升压变压器的泄漏电感值增大到某程度时，在该泄漏电感(图18中为Le)与升压变压器二次侧所构的电容成分之间建构一共振电路，并设定该共振频率为反相器电路频率的3倍，以使得二次侧电路产生3次高谐波(图19所示)，让管电流波形为梯形波状(图20所示)。此时稳流电容C2虽然是作稳流用，但也可以发挥做为部分共振电容的功能。
借此，如日本特开平7-211472号公报所揭示，反相器的转换效率可见到相当改善，而且升压变压器也更小型。又该3倍共振的技术思想，已成为近年来连同目前集极共振型冷阴极管用反相器电路的基础，称现在所普及的集极共振型反相器电路中，有相当的数量都利用该技术也并非言过其实。
其次，成为本发明基础的日本专利第2733817号发明揭示，升压变压器能更戏剧性地小型化及高效率。该发明从1996年广泛开始实施，对于笔记型电脑的反相器电路达到小型化及高效率有高度贡献。这是使反相器电路的动作频率及二次侧电路的共振(振荡)频率接近一致的发明，并且进一步加大前述3倍共振中，该升压变压器的泄漏电感值，同时也增大二次侧电容成分予以实现。
该技术是利用如下效果，也就是当反相器电路在二次侧电路的共振频率附近动作时，升压变压器一次绕组上所流动的激磁电流会减少，于是可提升由变压器一次绕组侧所得到的功率，以及减少升压变压器的铜损。
同时在该发明的揭示后便形成，对于一次侧电路的驱动机构除了集极共振型的一般电路外，还使用如下所示有固定频率的他激型驱动机构，以及使用多数诸如用以检测一次侧绕组的零电流而予以切换的零电流开关型驱动机构等。其中一连串周边技术中，每一个与该发明都是借由该发明的关系，而有助于该发明中二次侧电路的共振技术能够普及。
从升压变压器中泄漏电感值的观点来看，与一连串冷阴极管用反相器电路有关的背景技术变迁，也可以视为一种历史(趋势)，也就是反相器电路的世代翻新且升压变压器的泄漏电感值变大，同时二次侧电路的共振频率变低。
又，反相器电路的高效率化及小型化是借由适当选择升压变压器的改良及其驱动频率而实现。对此，本案发明人是在日本发明专利公开公报特开2003-168585号中，如图23所示(是一用以说明由驱动机构侧所看到的功率改善方式的说明图，横轴为频率、θ为升压变压器一次绕组的电压相位与电流相位的相位差。其说明θ愈接近零，表示功率愈能被改善)，如此详细揭示说明图及从该驱动机构侧所看到的高效率化方式。
另一方面，如同美国专利第6114814-B1号公报及日本特开昭59-032370号公报所示，高效率的反相器电路是借由零电流开关机构所获得的技术思想，是业者之间极力提倡的。
惟，这些技术思想欠缺对升压变压器功率改善的观点，因此将高效率的由来当作是开关晶体管(晶体管即电晶体，以下均称为晶体管)温度降低的目的并不正确。
针对此点，详加说明如下。
零电流开关机构是反相器电路中，电力控制手段的其中一种，其代表诸如图24及图30所示的零电流开关型电路，并且是揭示于美国专利第6114814-B1号公报及日本特开昭59-032370号公报中。又，本案发明人也在诸如日本特开平8-288080号中揭示过相同技术。(如图29所示)该技术如以美国专利第6114814-B1号公报来作为主要说明时，也就如下所示。
美国专利第6114814-B1号公报中有一幅用以说明图25所示的一般零电流开关型电路的动作说明图，并显示在图11(Fig.11)；其中Fig.11A，11B是显示出完全没有电力控制的状态；Fig.11C，11D是有电力控制的状态；Fig.11E，11F则是显示电压有效值的相位，是位于电流有效值的相位之前的状态下，欲实现零电流开关动作的形态。又如图26所示在于Fig12，而Fig12A，12B则是显示不是零电流开关动作控制的其中一种型态。
在该图中，Fig.11A是显示一驱动电力在最大时，变压器一次绕组上的电压，Fig11B则是显示此时变压器一次绕组上所流动的电流。在冷阴极管用反相器电路中的零电流开关机构是指检测出一电流成为零时的时序后，进行驱动机构开启。在最大电力时，也就是令流通角为100％完全不做电力控制时，附加在变压器一次绕组上的电压、电流有效值没有相位差。这也意味着功率良好。
其次，Fig.11C是显示为控制驱动电力时将流通角缩小的变压器一次绕组电压。又，Fig.11D是显示此时的变压器一次绕组所流动的电流。在该图中，驱动机构的开关晶体管(晶体管即电晶体)形成导通状态是在电流为零时。而另一方面，开关晶体管形成截止状态则不是在电流为零时。此时，加在一次绕组的电压、电流有效值有相位差产生。结果造成此时的功率不佳。
另一方面，Fig.12A同样是限制流通角以执行电力控制，但是在此忽视零电流开关机构下进行控制能将一次绕组中的电压、电流有效值相位平整。此时，从变压器一次绕组侧所视的功率相当良好，且升压变压器的发热极少。但这并不是零电流开关机构。
在此，零电流开关机构与构成反相器电路高效率的技术产生矛盾。美国专利第6114814-B1号发明的技术思想，也就是在零电流开关机构中针对Fig12A，12B所示的状态，并且是当做反相器电路的转换效率不佳而予以排除。
而发明人依比较实验后可知，对Fig.11C，11D的控制方法来说，很明显的，Fig.12A，12B的控制方法所进行的反相器电路其转换效率较高。
在此得一结论，就是零电流开关机构可使反相器电路带来高效率的结果是错误的。而会产生如此误解的背景则是如下所示。
零电流开关机构中，尤其是限于完全不进行电力控制的形态，升压变压器的一次绕组的电压相位与电流相位间必然没有相位差的存在。为此，可改善升压变压器功率，减少一次绕组的电流，并使流动在开关晶体管的电流也为最小，结果使得升压变压器一次绕组的温度及开关晶体管的温度降低，改善反相器的效率。认为这是一种误认，认为该高效率是借零电流开关机构而实现。
如美国专利第6114814-B1号公报中的Fig.11A，11B其状态是完全不进行电力控制的形态，此时的动作状态是与一般电流共振型动作状态等效。换句话说，高效率的反相器电路并不是借零电流开关机构所实现的，事实上是借一般电流共振型机构所实现。
众所周知电流共振型反相器电路是热阴极管点灯用，例如如图27所示的电路是一般采用的。如此电流共振型电路只是基本电路结构，并没有调光机构。在此，电流共振型电路中欲进行调光时，则在前段设置DC-DC转换器电路以进行调光。
图28是一种将一般电流振荡型电路与前述设有DC-DC转换器电路组合后的冷阴极管用反相器的调光电路。在该例中是借开关机构Qs、抗流线圈Lc、同步惯性二极管Ds、平流电容Cv而构造成一DC-DC转换器电路。
另一方面，也有另一提案，其方式为改良该电流共振型电路以进行调光。图29是显示日本特开平8-288080号公报所揭示的调光电路，计时器电路10、11检测零电路后经过一定时间，频率控制电路12便将开关元件2、3截止。计时器电路10、11是一RS触发器，以零电流进行设定，在一定时间后再重设。这是借检测零电流将开关机构开启后经一定时间，再将开关机构关闭的方式以进行调光。
同样手段也揭露在美国专利第6114814-B1号公报的Fig.9中。这是一如图30所示的电路图，RS触发器172是以零电流设定，经过一定时间后予以重设。美国专利第6114814-B1号公报、特开平8-288080号公报皆是检测零电流后将开关机构开启，同时设定RS触发器，经过一定时间后再予以重设，将开关机构关闭。每一专利都是在电流共振型电路的开关机构具有调光功能，并具有一种在调光时延迟电流相位使其位于电压有效值相位之后的特征，完全是同一技术思想，且实现方法上也大致相同。
在本案发明人所知中，借日本特开平8-288080号公报进行调光时，控制冷阴极管或热阴极管迄至相当暗的状态时，并已确认得知开关机构的晶体管电流会增多且产生发热。
专利第2733817号说明书。
日本特开昭59-032370号公报。
日本特开平7-211472号公报。
日本特开平8-288080号公报。
日本特开2003-168585号公报。
美国专利第5495405号说明书。
美国专利第6114814-B1号说明书。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种新的放电管用反相器电路及电力控制方法。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种放电管用反相器电路，为一电流共振型反相器电路，其包含有升压变压器，该升压变压器的一次绕组具有中心分接点，该中心分接点与电源侧连接，该一次绕组的二端子分别与二晶体管的集极连接，该晶体管的射极与具有中心分接点的电流变压器其一次绕组各端子连接，该电流变压器的中心分接点与接地侧连接，该电流变压器的二次绕组具有与二晶体管的基极连接以检测出共振电流而能进行振荡的一次侧驱动机构，该升压变压器的二次侧电路具有小的漏泄电感值，该二次侧电路具有放电管，该升压变压器的二次侧电路具有可适当赋与该升压变压器其分布电容的电容，及产生于该放电管周边的寄生电容，所述的电容成分经合成而构成二次侧电容，该二次侧电容与该漏泄电感构成串联共振电路，该放电管相对于该电容成分并联连接以构成高品质因素的串联共振电路，借此获得高升压比，以点亮该放电管，并且自该升压变压器一次绕组侧所得的相对于电压的电流相位差较小。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种放电管用反相器电路，是电流共振型反相器电路，该电路的自激型振荡电路的电源与电力控制机构间设有一开关机构，作为电流共振型反相器电路的电力控制机构，且令该开关机构的切换时序与该电流共振型电路的振荡频率无关下进行。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术措施来进一步实现。
前述的放电管用反相器电路，其中所述的升压变压器的中心分接点与电源间设有一开关机构，作为该电流共振型反相器电路的电力控制机构，且令该开关机构的切换时序与该电流共振型电路的振荡频率无关下进行。
前述的放电管用反相器电路，其中所述的升压变压器的中心分接点与开关机构间设有抗流线圈。
前述的放电管用反相器电路，其中所述的开关机构为关闭状态时，该升压变压器的一次绕组上所流动寄生的振动电流其流向是与该电流共振型反相器电路的共振电流相反，以使该寄生振动其共振电流的能量再生到电源，能使该振动电流衰减。
前述的放电管用反相器电路，其中将该晶体管射极连接的电流变压器替换为电流检测电阻，且借由检测流经该电流检出电阻电流，以获得前述晶体管的开关时序。
前述的放电管用反相器电路，其中所述的电力控制机构的振荡频率是与该电流共振型电路的振荡频率同步，并且赋与前述升压变压器中，一次绕组的电压、电流波形有效值的相位大致均等。
前述的放电管用反相器电路，其中还具有一同步振荡电路，使该同步振荡电路兼为启动机构。
本发明的技术内容如下采用一般集极共振型电路的反相器电路的电力控制机构中，如图17所示，在对放电管作调光时，一般是借由设于前段的DC-DC转换器电路控制。
又，DC-DC转换器的动作频率一般是与反相器电路的共振频率无关，开关的时序不是零电压，也不是零电流。不只如此，来自DC-DC转换器中开关机构的热能也不是那么多，DC-DC转换器电路也不会使反相器电路整体的转换效率降低。
一般反相器电路中转换效率变差是由于集极共振型电路的转换效率较低，而不是因为DC-DC转换器的转换效率低的缘故。这意味着零电流开关机构未必有助于反相器电路的转换效率改善。
为检视此技术，如图28所示，进行将一般反相器电路中的集极共振型电路换成电流共振型电路的实验。结果确认，一般半桥式电流共振型电路是因为电源利用效率差，所以在电源电压较低时有不能获得良好结果的问题存在，但电源电压较高时，反相器电路的转换效率则大大地提升。
在此，将电流振荡型电路与零电流开关机构间的关系整理如下。在零电流开关机构中，不限制流通角，完全不进行电力控制时，如图25中的Fig.11A，B所示，则由变压器一次绕组侧所视的电压、电流有效值相位差变少，功率良好，因此反相器电路的转换效率也良好。
其次，在零电流开关机构中进行电力控制时，令电压波形形成图25中的Fig.11C以进行电力控制。此时，限制流通角进行电力控制时，如图25的Fig.11C，11D所示，电压、电流有效值相位差变大，功率降低，电流增多，铜损增加，使变压器一次绕组的温度增加。又为了增加电流，也使开关机构晶体管的温度增加。结果使反相器的转换效率降低。
也就是说，对冷阴极管用反相器电路的转换效率改善上最有助益的，不是零电流开关机构，而是刻意促成借零电流开关机构所设定特定条件下的升压变压器其功率改善效应。在特定条件下指的是不限制流通角时的形态。这便所谓的电流共振型电路。
进一步观察，便知如下所示。
请参阅图31所示，是一将图25中Fig.11C，11D的电压与电流关系整合成一图，以说明零电流开关机构中的变压器一次绕组的电压与电流及其相位关系。这是用以进行电力控制时，图25中Fig.11C，11D流通角设定约25％时的图。此时，图31中的I点为开关机构成为开启的时序，II点则为开关机构成为关闭的时序。又，波形Es是附与变压器一次绕组的电压，波形Er是指其电压有效值，波形Iw则为流动在变压器一次绕组的电流。由该图可知针对开关机构的开启是零电流时序，但关闭时则不是零电流时序。又，如此进行零电流开关控制时与波形(电压有效值)Er相比，波形(电流)Iw的相位必然延迟。
更进一步观察，便知如下所示。针对与波形(电压有效值)Er相比，波形(电流)Iw的相位延迟多少，由延迟角与流通角(负荷比)间的关系来看则其成为一反比的单纯关系。图32便是将该状态作成图式。
请参阅图32所示，是显示随着流通角的变化，算出电压有效值的相位与电流相位如何改变，例如说明流通角在25％时，电流相对于电压的延迟角为67.5deg。由该图便知，可算出流通角(负荷比)为25％时的电流相对于电压相位延迟大略为67.5deg。
其次，针对功率进行检讨的是图33、图34。
在图33中，令一次侧换算的负荷电流为I，激磁电流以tanθ表示，一次绕组的电流则以1/cosθ(功率的倒数)表示。
请参阅图34所示，是显示针对功率检讨时的一次侧换算负荷电流、激磁电流、与一次绕组电流间的关系；其说明延迟角较大时，则激磁电流较多，无效电流较多。
在图34中，合成电流是指1/cosθ(功率的倒数)。令此为电流相位相对于电压有效值的延迟为电流延迟角θ，与1/cosθ(功率的倒数)间的关系作成图式表示。要知道相对于负荷电流有几倍的一次绕组电流流动的状态，由图34可知如下所示。电流相对于电压有效值相位的延迟为67.5deg时与一次绕组的电流完全不延迟时相比，能有2.61倍多的电流流动。因此功率非常差，因铜损增加，使得一次绕组的温度增多，又，根据同样理由可知，开关机构的晶体管温度也增多。
也就是使用零电流开关机构控制电力时，例如美国专利第6114814-B1号、日本特开平8-288080号或特开昭59-032370号各公报所示的流通角控制机构进行电力控制时，由用以改良功率的观点来看，可获得如下结论。
在流通角较大的状态，也就是电流相位相对于电压有效值相位的延迟较少的状态下，反相器电路的转换效率良好。然而流通角较小时，电流相位的延迟较大，为此功率变差，流动在变压器一次绕组的电流增多，因此反相器电路的转换效率恶化。尤其在流通角愈窄、电流相位延迟愈接近90deg，无效电流遽增，效率急速恶化。
如此状态，例如笔记型电脑采用零电流开关机构时使用AC接合器时，电源电压变成最高，但在该条件下，执行电力限制而使液晶画面较暗时，电流相位的延迟变得最大。此时，实际上反相器电路会产生非常高的温度。
进而，借零电流开关机构进行电流控制时，仍旧有不能避免反相器电路的动作频率有变动的问题存在。
在此非常清楚的是，在电力控制的状态下为了构成效率佳的反相器电路，零电流开关的技术思想非为必要。相反的是不利。为构造成一转换效率佳的反相器电路，须排除上述技术思想，采用一使升压变压器一次绕组上的功率最佳的方法。
另一方面，可实施日本专利2733817号(美国专利第5495405号)中技术旨趣的其他方法是采用固定频率的他激型驱动机构者居多，此时仍有问题存在，也就是因电路参数的变化，使二次侧电路的共振频率偏移或一次侧驱动电路的驱动频率偏移，使得不能以功率改善效应表现最佳的共振频率来驱动。
二次侧电路的共振频率与一次侧电路的驱动频率有错开时，便使反相器电路的效率极度恶化。由如此情形，在使用固定频率的他激型驱动机构时，降低二次侧电路中共振电路的Q值，令它有较广的共振特性，以对应频率偏移的问题。因如此理由，固定频率的他他激型驱动机构中便难以提高二次侧共振电路的Q值。
又，零电流开关机构或固定频率的他激型驱动机构是可构成高效率的反相器电路，但有电路零件的参数多且成本高的问题存在。此外，集极共振型电路虽具有效率不佳且温度高的问题存在，但成本低廉。有此，以低成本化的装置来说集极共振型电路仍受到极大支持，而这些问题仍成为高效率反相器普及化的障碍所在。
借由上述技术方案，本发明放电管用反相器电路及电力控制方法至少具有下列优点及效果依据本发明，由一般的集极共振型电路无须做很大的电路变更，虽然其电路构造大略相同，但是仍然可大幅提高反相器电路的转换效率。结果可将反相器电路的温度降低。此时，由于电力控制用所使用的IC是可照样采用一般集极共振型电路所用的廉价品，因此成本能够极低。
又，反相器电路的动作频率是正确地反映出二次侧共振电路的共振频率，因此也极容易对应寄生电容变动时所造成的频率偏差，可以提升反相器电路的可靠性。
又，在放电管周边所产生的寄生电容值是决定二次侧电路中，其共振频率的重要参数，尽管如此，在申请本发明之时还未看到有被标准化的状态。
这在工业发展上仍为大问题，但是依照本发明，电流共振型电路可自动寻找最恰当的驱动频率，因此就算未揭露这些重要常数，反相器电路也可以自动地在二次侧电路的共振频率下动作。又，对于业者(熟知此项技艺的技术人员)而言，也同时成为一种启发有关二次侧电路中，放电管周边寄生电容的重要性。
又，依据本发明，可实现一种反相器电路，可以提高设定二次侧共振电路的Q值，因此可使反相器电路的动作频率稳定，进行电力控制时，频率变动也少。
又，同时变压器也可小型化。反倒是使用与一般集极共振型电路所使用的变压器同一外径尺寸的形态时，可使用约50％至100的大电力。此时当然不用说必须做如此变更，也就是改变二次绕组的绕卷数，以具有适当的泄露电感值。在此无须赘言，按此实现的变压器是与一般型式相同但电气特性又完全不同。
进而，对于变压器中二次绕组的寄生振动，也可以获得足够的抑制效果，使变压器一次绕组的电流波形接近正弦波。
进而又以一个反相器电路可同时将多数放电管点亮，借此，可以轻易实现一以单一电路而将多数放电管点亮的电路。
而也可实现一反相器电路，在外部电极冷阴极管(EEFL)等驱动上，借共振升压以高电压驱动，并可以高效率驱动。
综上所述，本发明是关于一种放电管用反相器电路及电力控制方法。该放电管用反相器电路，为一电流共振型反相器电路，其特征在于其包含有升压变压器，该升压变压器的二次侧电路具有小的漏泄电感值，该二次侧电路具有放电管，该升压变压器的二次侧电路具有可适当赋与该升压变压器其分布电容的电容，以及产生于该放电管周边的寄生电容，所述的电容构成二次侧电容，该二次侧电容与该漏泄电感构成串联共振电路，该放电管相对于该电容成分并联连接以构成高品质因素的串联共振电路，借此可以获得高升压比，以点亮该放电管，并且自该升压变压器一次绕组侧所得的相对于电压的电流相位差较小。本发明具有上述诸多优点及实用价值，并在同类产品及方法中未见有类似的结构设计及方法公开发表或使用而确属创新，其不论在产品结构、方法或功能上皆有较大改进，在技术上有较大进步，并产生了好用及实用的效果，从而更加适于实用，而具有产业的广泛利用价值，诚为一新颖、进步、实用的新设计。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
图1是显示本发明一实施例的等效电路图。
图2是显示升压变压器的二次侧共振电路的等效电路图。
图3是本发明另一实施例的等效电路图。
图4是一等效电路图，显示相对于一般半桥式电流共振型电路.而实施本发明实施例时的形态。
图5是显示本发明又一实施例的等效电路图。
图6是显示上述实施例中，控制电路的各部分波形的波形图。
图7是显示内建有同步振荡电路的形态，是兼做电流共振型电路的起动机构的示意图。
图8是一等效电路图，显示一连上述实施例的升压变压器的一次侧驱动电路包含在内的二次侧共振电路的示意图。
图9中上者是显示由变压器一次侧所看到的电压与电流相位特性图，下者是显示附与放电管阻抗的电压传递特性图。
图10是显示本实施例中各开关机构的时序及电流的说明图。
图11是本发明实施例中开关机构Qs为导通时的电流流动等效电路图。
图12是本发明实施例中开关机构Qs为截止时的电流流动等效电路图。
图13是显示图10的III时序中电流振动状态图。
图14是一等效电路图，说明本发明实施例中开关机构Qs为截止时所显现的振动电流在电源再生的示意图。
图15是一说明图，是说明本发明实施例中高电压用升压变压器的二次绕组上有多量自发共振存在的状态的说明图。
图16是一说明图，是说明本发明实施例中冷阴极管用升压变压器的一次绕组上所产生的振动电流的状态的说明图。
图17是一等效电路图，是显示作为一般冷阴极管用反相器电路使用的集极共振型电路的示意图。
图18是一般冷阴极管用反相器的等效电路图。
图19是一说明图，是在一般冷阴极管用反相器电路中二次侧电路的共振频率是一次侧电路振荡频率的3倍的说明图。
图20是一波形图，是显示一般冷阴极管用反相器电路中，振荡频率与3次高谐波合成而产生梯形波形的示意图。
图21是一波形图，是显示一流动在一般所谓3倍共振型电路的冷阴极管的电流波形的示意图。
图22是一说明图，是显示一般所谓3倍共振时所用的磁路构造封锁的磁通量泄漏较多的变压器的说明图。
图23是一说明图，是说明一般冷阴极管用反相器电路的驱动机构侧来看的功率改善方式的说明图。
图24是一般反相器电路中零电流开关型的电路图。
图25是一说明图，是说明一般零电流开关型电路的动作的说明图。
图26是一说明图，是显示不是一般零电流开关动作的控制形态的说明图。
图27是一般热阴极管点灯用电流共振型电路的示意图。
图28是一般电流共振型电路与前段设置的DC-DC转换器电路组合而成的冷阴极管用反相器电路的调光电路的示意图。
图29是本发明人揭示的日本特开平8-288080号发明中的调光电路的示意图。
图30是美国专利第6114814-B1号中Fig.9所揭示的调光电路的示意图。
图31图是一说明图，是说明一般零电流开关机构中变压器一次绕组的电压与电流、一次绕组的电压有效值的波形及其相位关系的说明图。
图32是一计算图，是依一般零电流开关机构中流通角变化，电压有效值的相位与电流相位如何变化的示意图。
图33是一说明图，是显示一般零电流开关机构中针对功率检讨时的一次侧换算负荷电流、激磁电流及一次绕组电流的关系的说明图。
图34是一说明图，是说明一般零电流开关中延迟角为67.5deg.时激磁电流多而使电流变成2.61倍的形态的说明图。
具体实施例方式
为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的放电管用反相器电路及电力控制方法其具体实施方式
、结构、方法、步骤、特征及其功效，详细说明如后。
下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。
本发明是有鉴于上述的观点而构建，其目的是提供一种效率更高的反相器电路，排除一般集极共振型放电管用反相器电路，将此做成电流共振型，且可反映出日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)的技术旨趣。
又，本发明是一种反相器电路，借以与零电流开关机构无关的时序进行电力控制，能改善由升压变压器一次侧所达到的功率。或，反而积极利用一般由零电流开关机构的技术思想所排除在外的时序，能够有效的改善升压变压器中一次绕组侧的功率。
具体而言，电流共振型反相器电路是具有一升压变压器，该升压变压器的一次绕组具有中心分接点，该中心分接点是连接于电源侧，一次绕组的其他两端子是与两个晶体管的集极端相连，该晶体管的射极端是与前述具有中心分接点的电流变压器其一次绕组的各端子相连接，该电流变压器的中心分接点又连接于接地侧，该电流变压器的二次绕组是具有一与该两个晶体管的基极相连接以检测该晶体管的射极电流，检测共振电流能进行振荡为其特征的一次侧驱动机构，该升压变压器的二次侧电路具有小的泄漏电感值，该二次侧电路设有放电管，该升压变压器的二次侧电路是具有可适当附加在该升压变压器的分布电容及该放电管周边产生的寄生电容，这些电容成分是予以合成而构成二次侧电容，该二次侧电容与该泄漏电感构造成串联共振电路，该放电管是相对于该电容成分而并联时，构造成一高品质因素的串联共振电路，可获得高的升压比，使该放电管点亮，并使相对变压器一次绕组侧看到的电压、电流相位差较少；又，为一种放电管用反相器电路，其中该升压变压器的中心分接点与电源间设有开关机构，以作为该反相器电路的电力控制机构；又，令该电力控制用的开关机构其时序与电流共振电路的振荡频率无关时，可使升压变压器一次绕组侧看到的功率恶化。
又，令电力控制用的开关时序与反相器电路的振荡频率同步，且使其电压、电流有效值相位均等，以提供一功率良好的驱动机构。
现将本发明用以实施发明的最佳形态说明如下。
以下，参考附图进行详加说明。
请参阅图1所示，是显示本发明一实施例的等效电路图。T1为具有中心分接点的泄漏磁通量性的升压变压器，该升压变压器T1是具有泄漏电感Ls。又，该升压变压器的二次侧绕组是构造成一分布参数性延迟电路，分布电容为Cw。又，Ca是一为调整共振频率时可适当附加的电容，Cs是放电管周边所产生的寄生电容。Q1、Q2为开关机构的晶体管。晶体管Q1、Q2的集极各连结于变压器T1一次绕组的起始端及末端。又，变压器T2是一电流变压器，其一次侧绕组是连接于晶体管Q1、Q2的射极，连接成可检测流动在晶体管Q1、Q2的射极电流。又，连接成以变压器T2所检测的电流是正向反馈于晶体管Q1、Q2的基极。
此外，变压器T2的一次绕组是如此时构造成具有中心分接点的连接，但也可分离该绕组，检测流动在晶体管的集极绕组的电流，这些形态皆与本发明技术思想均等。二次侧电路的电容成为Cw、Ca、Cs是予以合成而成为共振电容，与泄漏电感Ls共同构造成显示升压变压器的二次侧共振电路中，图2所示的串联共振电路。此时的Z为放电管阻抗，Ei＝Es·k·N2/N1、k为耦合系数、N1，N2各为一次绕组及二次绕组的绕卷数。
又，反相器的振荡频率是借该二次侧电路的共振频率决定。令共振频率为fr时，该fr则如下所示。
fr=12πLs·(CW+Ca+Cs)]]>电流共振型电路的振荡频率是借一并载串联共振(Parallel loadedserial resonance)电路的作用，使稍低的频率成为振荡频率。
一般是以固定频率机构的他激型驱动时其二次侧电路为例，二次侧电路的参数是在14英寸(吋)大小的笔记型电脑例中，放电管阻抗Z大约为100kΩ，反相器电路动作频率大约为60kHz，在如此条件下，泄漏电感Ls的适用值为240mH至280mH，二次侧电容的适用值则为25pF至30pF。
如上述形态，一般机构中60kHz下的泄漏电感Ls及二次侧电容的电抗各约为100kΩ，与放电管阻抗约为一致的值为适用值。此时共振电路的Q值是1或略大于1。固定频率机构的他激型时，由电路可靠性的观点来看，Q值太高并不好。
此外，在本发明中，为得到高品质因素(Q值)，宜令泄漏电感Ls为较小值，且相对地加大二次侧电容。又，本电路是一使二次侧共振电路相对于串联共振电路的电容成分，呈并联连接负荷的并载串联共振(Parallelloaded serial resonance)的电路，因此当Q值低于1时，电路的振荡便不持续。
又，本发明基本上是电流共振型，以电流共振型的共通性质来说，投入电源后没有一些起动机构时，便不能使振荡起动。
其次，请参阅图3所示，是显示本发明另一实施例的等效电路图，在前段追加有DC-DC转换器的电路。在此，电阻R1、电容C1、半导体闸流管(thyristor)S1、及二极管D1是构成其起动电路。Rt、Ct是用以决定DC-DC转换器中，开关频率的时间参数，可与后段的电流共振型其电流振荡频率无关下进行设定。Qs是DC-DC转换器的开关机构，Ds为同步惯性二极管，可展现如后述的重要功能。又，Dr是再生二极管(即二极体)。这些晶体管Q1、Q2、开关机构Qs、同步惯性二极管Ds、再生二极管Dr也可替换成MOS-FET等开关机构。又，本发明可适用在一般电流共振型电路，电流共振型自激型振荡电路也可以替换成图4所示的半桥式等形态。也就是图4是一等效电路图，相对于一般半桥式电流共振型电路而实施本发明的另一实施例。
本发明的特性是在于在同步惯性二极管Ds或抗流线圈Lc的后面没有平整用电容。因此，并不是一只设有DC-DC反相器的形态。又，另一特征则在于不需要DC-DC转换器电路的抗流线圈Lc。此时，与抗流线圈Lc相当的阻抗是相当于升压变压器T1的一次侧泄漏阻抗。为实现如此电路，升压变压器T1则须为泄漏磁通量型变压器。此外，一次绕组侧的泄漏阻抗值不足时，也可适当地增加阻抗。因此，本发明并不将可适当插入抗流线圈排除。
本发明的主要观点是令开关机构中，开关机构Qs的开关时序与反相器的振荡频率无关。借此，电流共振型电路是概与变压器一次绕组上的电压有效值相位与所流动的电流相位均等，如此可改善功率。
而用以改善功率的装置也有其他种类。这是指利用一在美国专利第6114814-B1号中排除在外的Fig.12A、12B的时序。此时，须使电流共振型振荡频率与电力控制电路的振荡频率同步。
请参阅图5所示，是显示本发明的又一实施例中等效电路图。开关机构的晶体管Q1、Q2其射极是以电流检测电阻R4，R5而接地。电流检测电阻R4、R5是用以检测共振电流的电阻，放大器A1、A2是用以检测产生在该电阻的电压。F1、F2是成形为所检测的电压，所合成的波形是供应到三角波产生电路F 3及分频电路Dv。借以分频电路Dv所做分频的电压，驱动晶体管Q1、Q2。借此，实现一电流共振型自激型振荡电路。又，使分频电路Dv兼为多路振荡器的功能，也可以作为电流共振型电路的起动机构。
又，放电管的管电流是回馈到错误放大器A3后予以放大，在比较器A4与三角波相比，生成一开关机构Qs的开关讯号。请参阅图6所示是显示有控制电路的各部分波形。开关机构中晶体管Q1、Q2的开关是以流动在升压变压器T1是一次绕组电流It成为零的时序中进行，因此电流相位与晶体管Q1、O2的开关讯号其相位相等。
又，开关机构Qs的开关是由升压变压器T1上的电流尖峰来看呈对称的状态下进行。因此，升压变压器T1的一次绕组上其电压的有效值相位是与电流相位相等，可以改善功率。
请参阅图7所示，是显示一内建有同步振荡电路例，其具有的功能为兼为电流共振型电路的起动机构，并将所检测的电流波形整形，使输出波形调整成一定间隔状态。该同步振荡电路可为共振引进型、弛张振荡型、PLL型等。
(作用)其次，针对电流共振型驱动机构为何可带给反相器电路高效率的原因进行说明如下。
请参阅图8所示，是一包含到升压变压器中一次侧驱动电路在内的二次侧共振电路的等效电路图，显示冷阴极管用反相器电路中升压变压器与冷阴极管之间的关系。在等效电路中，升压变压器是以三端子等效电路表示。在美国专利第6114814-B1号、第6,633,138号或第6,259,615号、及日本特开2002-233158号中称为tank circuit，而在日本特开昭59-032370号公报称为共振电路及本案发明人日本专利第2733817号公报(美国专利第5495405号公报)及日本特开2003-168585号中则称为共振电路，但都是指同一物。
在该图中，Cc为一次侧的耦合电容，其设置目的是为了诸如在电流共振型电路中截断电流用，或，驱动机构为full-bridge(H-Bridg)电路时，将开关不平衡所得到的直流成分截断用而插入。冷阴极管用的反相器电路中，一般是具有相当大的值，能使其与共振不相干。这与热阴极管用电流共振型反相器电路的技术思想不同。又，令耦合电容与共振相关时，则反相器电路的温度增多，转换效率降低。
Le是变压器的泄漏电感(依关系学会的称呼)，用以与借JIS测定法的泄漏电感Ls区分。M为变压器的互感。Cw为变压器二次绕组的分布电容、Ca是用以调整共振频率时适度附加的共振电容、Cs是放电管周边所发生的寄生电容、其等予以合成后便成为二次侧共振电容，Z为放电管阻抗。
另只作为参考，就是变压器绕组的自感为Lo、耦合系数为k时，则这些数据间关系如下所示。
Le＝k·LoM＝(1-k)·LoLe=Lo+1+M1Lc1]]>又，在一般电流共振型电路中，检测共振电流的检测机构是设于变压器一次侧，能检测变压器一次侧的输入电流。
使用等效电路进行电路模拟时，可以获得如下的结果。
也就是在图9中，各横轴表示反相器电路的驱动频率，图9的上面是显示由变压器一次侧观察的电压与电流间的相位特性，图9的下面则是附与放电管的阻抗Z供给电压的传递特性。该图中，放电管的阻抗Z是呈3阶段变化。I是指高阻抗、II为中阻抗、III则为低阻抗的形态。
一般作为热阴极管点灯电路中，使用的半桥型电流共振型电路是使共振电路与负荷串联，在稳定放电时对于负荷不具升压作用。此外，为了驱动冷阴极管，使二次侧共振电路形成并载串联共振(Parallel loaded serialresonance)电路时，在稳定放电时也使其对负荷具有升压作用。此时在图9上面，相位特性与零度线交叉的频率上便决定反相器电路的驱动频率。
观察改变放电管阻抗Z为高、中、低等状态时的相位特性可知，与共振电路的阻抗相比，随着放电管阻抗的变低，如图9上面所示，以图8的检测机构1所检测的电流相位是比共振电流的相位还慢，反相器电路的振荡频率便以较共振电路的共振频率还低的频率振荡。又，阻抗小时，便没有可与零度相交叉的频率。这表示减少放电管阻抗Z到超过某程度时，该电流共振型反相器电路中无法持续振荡。
放电管阻抗较低时，这表示共振电路的Q值较低。也就是本发明中，在Q值较低状态下不能使电路振荡持续进行。因此本发明以Q值较高的条件构成便形成必要。
此外，Q值高时反倒有利于本发明。这是因为Q值愈高，二次侧电路的共振电流也变大，使电流共振型电路的振荡稳定。又，Q值较高，意指升压变压器的升压比也会提高。
具体而言，为构造成一高Q的共振电路时，可将升压变压器的二次绕组减少到比一般他激型驱动机构时的值并加大设定二次侧电容成分值。为使泄漏阻抗值是与二次绕组的绕卷数呈2次方比例，只能稍微减少绕卷数，便可大大降低泄漏阻抗值。结果便可将一为得到所需电压的变压率缩小，可将升压变压器进一步小型化。
其次，如下所示，说明本发明的电流共振型电路与电力控制机构间的关系。
在图5所示的电路中，各开关机构的开关时序是如图10所示。图10是一说明图，显示本实施例中各开关机构的时序与电流。开关机构Qs的开关时序是与晶体管Q1及Q2同步，流动在晶体管Q1、Q2电流的相位与附与在升压变压器T1一次绕组的电压有效值均等下进行切换。此时，流动在升压变压器T1中心分接点的电流是如It所示。
更详加观察可知，II的时序，也就是开关机构Qs为导通时，如图11所示的开关机构Qs为导通时的电流流动的等效电路图所示，电流是通过开关机构Qs而朝升压变压器T1流动。
其次，在图10的III时序中，开关机构Qs为截止时，电流则如图12的开关机构Qs为截止时的电流流动的等效电路图所示，通过同步惯性二极管Ds而流动。
此时所产生的电流并不单纯。图12的电流只不过是其中一种形态，在实际的升压变压器的一次绕组上常常有很大的振动电流产生。
请参阅图13所示，是显示图10的III时序中电流振动状态图。该振动电流的发生原因将在后面补述，在本发明中发生有如此的振动电流时，便将图14的开关机构Qs为截止时所出现的振动电流再生到电源。如图14所示的等效电路图所示，引起振动时，便通过Qs有逆向电流流动，该电流是通过再生二极管Dr而将其再生到电源。
也就是相对于顺向流动的共振电流，令升压变压器T1的一次绕组为与短路同一的状态，使共振电流的能量不致损失。另一方面，相对于逆向流动的振动电流，则使其再生到电源，以使振动的能量衰减。
在使用一般DC-DC转换器的调光电路中，没有可只选择如此再生电流而使其衰减的装置，积存振动电流的能量，因此一次绕组上有不预期的电流振动出现。
其次，针对为何发生如此振动电流进行说明。
如同冷阴极管用的升压变压器，其绕卷数多在可产生高电压的变压器其二次绕组上有多量共振存在。以阻抗分析仪测定时，其结果是如图15所示。图15是一说明图，说明高电压用升压变压器的二次绕组上有多量自发共振存在的状态。图15的Z是指由变压器的一次绕组侧测量阻抗特性，可看到多数共振。发生如此寄生振动的原因是由于升压变压器的二次绕阻形成分布参数状，冷阴极管用反相器电路的变压器等高压用变压器的二次绕组上，其所产生的各种寄生振动为原因所在。
在该图15中，I共振是一被称为一般众知变压器的自发共振。而变压器中虽未被一般所知但也有II、III、IV的自发共振存在。其中II共振的能量大，也成为电流振动而显现在一次绕组侧。如此电流振动是被当作“不预期的共振”，也揭示在日本特开昭56-88678号中。
请参阅图16所示，是一说明图，说明冷阴极管用升压变压器的一次绕组上所产生的振动电流状态。由该说明图可知，一次绕组上的电流不是理想正弦波，并有高次方且不预期的共振电流重叠。反相器电路的驱动频率其整数倍频率与图16所示的高次共振频率一致时，则使不预期的电流的共振现象更显著。
如此不预期的共振会对晶体管Q1、Q2的开关时序造成不良影响。特别是如日本特开昭59-032370号、美国专利第6,633,138号、日本特开平8-288080号等所揭示，也就是检测零电流以决定开关时序的零电流开关机构电路会受到深远影响。因此，使用前述般的再生机构以使振动电流衰减(dump)时是有效的。
有关以上作用是针对将开关机构Qs的开关时序与晶体管Q1及Q2同步的形态进行说明，但是与晶体管Q1、Q2上所流动电流的开关机构Qs的开关时序为非同步时，也可以展现同一作用及效果。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
权利要求
1.一种放电管用反相器电路，为一电流共振型反相器电路，其特征在于其包含有升压变压器，该升压变压器的一次绕组具有中心分接点，该中心分接点与电源侧连接，该一次绕组的二端子分别与二晶体管的集极连接，该晶体管的射极与具有中心分接点的电流变压器其一次绕组各端子连接，该电流变压器的中心分接点与接地侧连接，该电流变压器的二次绕组具有与二晶体管的基极连接以检测出共振电流而能进行振荡的一次侧驱动机构，该升压变压器的二次侧电路具有小的漏泄电感值，该二次侧电路具有放电管，该升压变压器的二次侧电路具有可适当赋与该升压变压器其分布电容的电容，及产生于该放电管周边的寄生电容，所述的电容成分经合成而构成二次侧电容，该二次侧电容与该漏泄电感构成串联共振电路，该放电管相对于该电容成分并联连接以构成高品质因素的串联共振电路，借此获得高升压比，以点亮该放电管，并且自该升压变压器一次绕组侧所得的相对于电压的电流相位差较小。
2.一种放电管用反相器电路，是电流共振型反相器电路，其特征在于该电路的自激型振荡电路的电源与电力控制机构间设有一开关机构，作为电流共振型反相器电路的电力控制机构，且令该开关机构的切换时序与该电流共振型电路的振荡频率无关下进行。
3.根据权利要求1及2中任一权利要求所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中所述的升压变压器的中心分接点与电源间设有一开关机构，作为该电流共振型反相器电路的电力控制机构，且令该开关机构的切换时序与该电流共振型电路的振荡频率无关下进行。
4.根据权利要求2或3所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中所述的升压变压器的中心分接点与开关机构间设有抗流线圈。
5.根据权利要求1至4中任一权利要求所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中所述的开关机构为关闭状态时，该升压变压器的一次绕组上所流动寄生的振动电流其流向是与该电流共振型反相器电路的共振电流相反，以使该寄生振动其共振电流的能量再生到电源，能使该振动电流衰减。
6.根据权利要求1至5中任一权利要求所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中将该晶体管射极连接的电流变压器替换为电流检测电阻，且借由检测流经该电流检出电阻电流，以获得前述晶体管的开关时序。
7.根据权利要求1至6中任一权利要求所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中所述的电力控制机构的振荡频率是与该电流共振型电路的振荡频率同步，并且赋与前述升压变压器中，一次绕组的电压、电流波形有效值的相位大致均等。
8.根据权利要求1至7中任一权利要求所述的放电管用反相器电路，其特征在于其中还具有一同步振荡电路，使该同步振荡电路兼为启动机构。
全文摘要
本发明是有关于一种放电管用反相器电路及电力控制方法。该一种放电管用反相器电路，为一电流共振型反相器电路，其特征在于其包含有升压变压器，该升压变压器的二次侧电路具有小的漏泄电感值，该二次侧电路具有放电管，该升压变压器的二次侧电路具有可适当赋与该升压变压器其分布电容的电容，以及产生于该放电管周边的寄生电容，所述的电容构成二次侧电容，该二次侧电容与该漏泄电感构成串联共振电路，该放电管相对于该电容成分并联连接以构成高品质因素的串联共振电路，借此可以获得高升压比，以点亮该放电管，并且自该升压变压器一次绕组侧所得的相对于电压的电流相位差较小。
文档编号H02M7/5383GK1802059SQ200510118810
公开日2006年7月12日 申请日期2005年10月31日 优先权日2004年11月1日
发明者牛嵨昌和 申请人:牛嵨昌和, 陈宏飞