专利名称：一种谐振直流环节软开关逆变电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关变换电路，尤其是用于桥式逆变器的开关逆变电路。
背景技术：
目前，国内外绝大多数桥式逆变器采用硬开关脉冲宽度调制(PWM)技术，在PWM逆变器中，输出变压器、交流滤波电感和散热器的体积占主要部分，为了减小逆变器的体积与重量，提高逆变器的功率密度，必须提高逆变器开关频率。但是功率器件在高频化后，开关损耗急剧增大，导致功率器件的结温急剧上升，阻止了功率变换电路的高频化；而且高频化后功率器件很大的电压、电流变化率 产生较大的电磁干扰(EMI)，影响电路的正常运行。功率器件开通或关断瞬间的电压和电流峰值可能使功率器件的运行轨迹超出安全工作区(SOA)，从而导致功率器件的损坏。采用缓冲电路虽然可降低功率器件的开关损耗，但其将损耗转移到阻容元件消耗，系统效率低。因此，人们研究谐振软开关来解决上述问题。所谓“软开关技术”，就是通过谐振，使功率器件在其电压为零或电流为零时开通或关断，避开功率器件开关时电压与电流的重叠，从而降低 和开关损耗。
但是较早提出的谐振直流环节逆变器存在着开关电压应力较高、谐振电感损耗较大、及离散脉宽调制引起的谐波等问题；而准谐振直流环节逆变器需要在电感电流中预先设定一个或几个和辅助开关控制有关的阈值，谐振的发生才能达到预期的工作过程，这些阈值通常情况与负载电流有关，这就给电路在全负载范围内的实现带来了困难，控制比较复杂。
明正峰等人在《电工技术学报》2001年第16卷第6期公开了“一种新的直流母线并联谐振零电压过渡三相PWM电压源逆变器”。该技术在直流环节添加辅助谐振电路6，该电路在传统的直流环节逆变器电路中直流母线上增加了一个由直流母线开关SL、两个反方向串联的辅助开关SA和SB、一个辅助二极管VD及谐振电感Lr和电容Cr构成的谐振网络，所有增加的辅助开关均带有续流二极管，逆变桥功率器件需要动作时通过合理控制开关器件SA、SB、SL，使得直流环节电压谐振到零，直流环节零电压凹槽期间逆变桥功率器件完成开关动作，开关过程结束后使得直流环节电压谐振回升。该技术既克服了传统PWM逆变器开关损耗大、电磁干扰严重的缺点，又具有如下优点①所有的开关均为零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)；②电路中虽然需要增加三个辅助开关.但功率要求较小，可实现电机的四象限运行；③谐振自然发生，不需要设定阈值；④逆变桥中的续流二极管也是软关断；⑤谐振过程所用的时间短；⑥可以实现PWM和空间矢量调制(SVM)技术。但该技术仍然存在不足①当电机处于空载情况时，母线零电压凹槽的形成将遇到很大的困难；②用于形成直流电源中点的两个大电容增加了逆变器体积重量，限制了逆变器功率密度的进一步提高。
发明内容
为了克服现有技术母线零电压凹槽形成困难、逆变器功率密度不高等不足，本发明提供一种实现逆变桥功率器件软开关操作的电路，提高逆变器的工作效率和功率密度，降低电磁干扰，简化控制方法，易于工程实现。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是包括一个直流电源，一个控制电路、一个逆变桥以及驱动的负载。直流电源可以是把交流电整流为直流电的整流电源或者电池串并联产生的直流电源；逆变桥把直流电转换成交流电；直流电源和逆变桥之间的部分称为直流环节。本发明在直流环节添加辅助谐振电路，包括3个辅助开关、6个二极管、3个电容和1个电感。二极管D2、D3、D4、D5依次串联，D2的阴极接直流母线P1极，D2的阳极和电容C1的一端以及D3的阴极相连，D5的阴极和电容C2的一端以及D4的阳极相连，D5的阳极接直流母线的N极；D1的阴极和电容C2的另一端相接，然后接直流母线的P2极，D1的阳极接直流母线的N极；辅助开关V2、V3串联，串联点与电感Lr一端相连，同时与D3的阳极、D4的阴极相连，V2的另一端接直流母线P1极，V3的另一端接直流母线的N极；电感Lr的另一端和电容C1的另一端相连后接直流母线的P2极；辅助开关V1两端接二极管D6两端，D6的阴极接直流母线的P1，D6的阳极接直流母线的P2极；电容Cr两端接于直流母线的P2极和N极。P1极接直流电源的正极；P2极接逆变桥的正端；N极接直流电源的负极和逆变桥的负端。由控制电路发出信号控制辅助开关V1、V2、V3的导通和关断。
当逆变桥的功率器件需要从一种开关状态转换到另一种开关状态时，控制电路发出控制信号提前ZCS导通辅助开关V3并同时ZVS关断开关V1，电感Lr和电容C2以及Cr谐振，使直流母线P2极的电压谐振下降到零并保持为零，控制电路使V3关断，由于电感Lr和电容C1谐振并使多余能量通过二极管D1和D2回馈直流电源，使得V3为ZVS关断。在直流母线P2极处在零电压期间逆变桥器件完成软开关操作，开关过程完成后，控制电路发出控制信号使V2以ZCS导通，电感和电容C1以及Cr发生谐振，直流母线P2极的电压上升到直流电源电压，后控制电路ZVS导通开关V1，同时，关断V2，由于电感Lr和电容C2谐振并使多余能量通过二极管D5和D6回馈直流电源，使得V2为ZVS关断。从而，实现了逆变桥功率器件的ZVS开关，同时，辅助开关器件也为ZCS或ZVS动作。
所述的逆变桥和辅助谐振电路中的开关器件是全控性器件，包括功率晶体管(GTR)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、功率场效应晶体管(MOSFET)和智能功率模块(IPM)。这样，开关电路完全由控制电路直接控制，无须增加开通或关断辅助电路。
所述的逆变桥和辅助谐振电路中的二极管是快恢复二极管或高频二极管。二极管不仅要有足够的耐压、最大整流电流，而且要求其描述频率特性的反向恢复时间足够短。
所述的电容Cr可以分散为多个电容，并联在逆变桥开关器件的两端。当电容分散的并联于开关器件两端时，开关器件可以直接关断，由于有电容来缓冲关断时的能量，关断为ZVS。只需在开关开通时使谐振发生，产生零电压凹槽，实现逆变桥开关ZVS导通。
所述的逆变桥为H桥或多相桥。H桥用于驱动单相负载，多相桥用于驱动多相负载。
本发明的有益效果是由于采用新型谐振直流环节软开关变换电路，本发明具有这些优点①谐振网络无谐振阈值限制；②谐振过程所用的时间较短，消耗功率较小；③逆变桥的续流二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题；④可以实现PWM控制且方法简单，易于工程实现；⑤省去了直流环节的大电容，提高了逆变器的功率密度；⑥无中点电位不平衡问题，易于形成母线零电压凹槽；⑦可用于三相或多相桥驱动的感应电机、永磁同步电机、无刷直流电机等交流电动机，同时可用于H桥驱动的感性负载；⑧逆变桥主开关操作均为ZVS，谐振单元开关器件的操作为ZVS或ZCS，克服了EMI问题和提高了开关变换器的运行效率。⑨开关变换器可以运行在更高的开关频率，增强了原系统的效率、提高了功率密度。
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1是本发明所述的逆变电路图。
图2是本发明所述逆变电路实施例二的电路图。
图3是本发明所述逆变电路的等效电路图。
图4是本发明所述逆变电路的时序波形图。
图5是本发明所述逆变电路的谐振动作模式电路图。
图6是本发明所述逆变电路的实施例二的控制流程图。
图7是本发明所述逆变电路的实施例二的电容Cr电压(上)和谐振电感电流(下)仿真波形图。
图8是本发明所述逆变电路的实施例二的电机电压(上)和电流(下)仿真波形。
图9是本发明所述逆变电路的实施例二的实验所测电容Cr电压(上)和谐振电感电流(下)波形图。
图10是本发明所述逆变电路的实施例二的实验所测电机电压(上)和电流(下)波形图。
图11是现有技术的谐振直流环节软开关三相逆变器电路图。
图中，E--直流电源电压，V1、V2、V3--辅助单元开关器件，
D1、D2、D3、D4、D5、D6--辅助单元二极管，C1，C2，Cr辅助单元电容，S1、S2、S3、S4、S5、S6--逆变桥开关器件，SD1、SD2、SD3、SD4、SD5、SD6--逆变桥续流二极管，ds1、ds2、ds3、ds4、ds5、ds6--逆变桥开关器件的驱动信号，BLDCM--无刷直流电机，TDi--逆变桥等效续流二极管，Io--负载的等效电流，uCr--电容Cr两端电压，uC1--电容C1两端电压，uC2--电容C2两端电压，iLr--谐振电感Lr的电流，dV1--开关V1的驱动信号，dV2--开关V2的驱动信号，dV3--开关V3的驱动信号。
具体实施例方式
实施例一根据本发明的实施例一，如图1所示，提供了一种新型谐振直流环节软开关三相逆变器主电路，可用于三相异步电机、三相无刷直流电机、三相同步电机驱动等。本发明包括一个直流电源1，一个谐振辅助电路2，一个公知的三相逆变桥3，一个感性负载4，一个控制电路5。为了说明本发明辅助电路的工作原理，可以用等效电路图3代替图1，由于负载的电感远大于谐振电感，逆变开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源Io，逆变桥开关状态过渡瞬间，续流二极管等效为TDi。假定逆变桥开关需要开关动作，其一个开关过程的时序波形如图4，控制电路5封锁V1驱动信号dV1，输出V3驱动信号dV3，电感与电容谐振使得直流环节电压uCr下降到零，控制电路5封锁V3驱动信号dV3，逆变桥开关在控制电路5输出的逆变桥开关驱动信号下改变开关状态，开关过程结束后，控制电路5输出V2驱动信号dV2，使直流母线电压谐振到电源电压，后控制电路5输出V1驱动信号dV1，并封锁V2驱动信号dV2，完成一次开关过程。下面分析图1的开关动作，它由10个工作模式组成，图5给出了逆变器状态过渡期间模式等效电路。
模式a[to～t1]假定这是电路的初始工作状态，V2、V3断开，V1导通，电源E经V1向负载提供电流。则有iLr(t)＝0、uC1(t)＝0、uC2(t)＝E和uCr(t)＝E。
模式b[t1～t2]t＝t1时，关断开关V1，由于电容Cr、C2的电压不能突变，所以该关断为ZVS动作。同时开通V3，由于电感电流不能突变，所以该开通ZCS。在t＝t2时，直流母线电压谐振为零，即uCr(t)＝0。
模式c[t2～t3]
在t＝t2时，直流母线电压下降至零，负载电流I0流过续流二极管TDi，同时，因二极管D1的导通，阻止了谐振的进行，电容不能反向充电，电感Lr、辅助开关V3和二极管D1自形成回路，使电感电流为恒值。此时关断V3，因电容电压uC1(t)＝0且不能突变，则V3为ZVS软关断。电感Lr和电容C1发生谐振，电容被充电电压升高，电感电流下降。当t＝t3时，电容充电至电源电压，即uC1(t)＝E，由于D3的单向导电性使得谐振中止。
模式d[t3～t4]当t＝t3时，uC1(t)＝E，谐振中止，电感电流转换到二极管D2，向电源回馈能量，使电感电流迅速减小为零。当t＝t4时，电感电流减小为零。
模式e[t4～t5]在t4～t5阶段，逆变桥续流二极管和负载电流构成回路，和公知的逆变器工作状态相同。在t2～t5阶段直流母线电压为零，逆变桥功率开关可以完成一次ZVS开关过程，且此段时间可以控制，等开关过程结束后，可进行母线电压回升。
模式f[t5～t6]当t＝t5时，ZCS下开通V2，则电感电流正向线性增加，并通过逆变桥开关向负载供电，使流过续流二极管TDi的电流线性减小，当t＝t6时，电感电流和负载电流相等，使TDi软关断。
模式g[t6～t7]当t＝t6时，电感电流和负载电流相等且继续增加，电感电流一部分和负载电流保持平衡，另一部分使得电感和电容Cr、C1发生自然谐振，电容Cr电压上升，电容C1电压下降。在谐振过程中，直流母线电压上升至电源电压E，即t＝t7时，uCr(t7)＝E、uC1(t7)＝0，二极管D6导通，限制了直流母线电压uCr(t)的进一步增加。
模式h[t7～t8]当t＝t7时，uCr(t7)＝E、iLr(t7)＞I0，故电容的充电停止，多余的电感电流经二极管D6形成闭合回路，此时开通V1则为ZVS动作，同时ZVS关断V2，则电感与电容C2发生谐振，使电容C2充电。当t＝t8时，电容充电至电源电压，即uC2(t)＝E，由于D4的单向导电性使得谐振中止。
模式i[t8～t9]当t＝t8时，uC2(t)＝E，使得二极管D5导通，电感向电源馈能。经过时间T8，电感电流等于负载电流，馈能过程结束。
模式j[t9～t10]
当t＝t9时，iLr(t9)＝I0，二极管D6软性关断，直流电源1经V1向负载补充电流，直至iLr(t)＝0，此后负载电流全部由电源提供。
当t＝t10时，电感电流iLr(t10)＝0，电路状态又回到模式a，完成一次开关操作。
实施例二根据本发明原理的实施例二，如图2所示，提供了一种新型谐振直流环节软开关逆变电路，将其用于三相永磁无刷直流电机驱动。本发明包括一个直流电源1，一个本发明谐振辅助电路2，一个公知的三相逆变桥3，一个无刷直流电机4，控制电路5。本实施例二是在实施例一的基础之上，将感性负载换成具体的无刷直流电机，工作原理与实施例一相同，此处不再赘述。在此，主要对本发明进行了仿真与实验。仿真时选取与实验相同的工作参数，无刷直流电机4工作在公知的星形六状态，且其参数为额定功率40W，额定电压24V，极数为4，每相绕组电阻0.95Ω，每相绕组电感0.829mH。本发明谐振辅助电路2的参数为电容Cr＝22nF、C1＝10nF、C2＝47nF，谐振电感Lr＝20uH。公知的直流电源1的电压24V，三相逆变桥3的载波频率为20kHz。开关器件采用MOSFET，型号为IRF640，二极管采用快恢复二极管MUR410。根据本发明工作原理，其控制流程如图6，PWM关断时，在PWM下降沿控制电路5封锁V1驱动信号dV1，输出V3驱动信号dV3，电感与电容谐振使得直流环节电压uCr下降到零，控制电路5封锁V3驱动信号dV3，控制电路5关断逆变桥开关，逆变桥开关在电机电流的作用下形成续流回路，PWM开通时，在PWM上升沿，控制电路5开通逆变桥开关，控制电路5输出V2驱动信号dV2，使直流母线电压谐振到电源电压，后控制电路5输出V1驱动信号dV1，并封锁V2驱动信号dV2，完成一次PWM过程。
实际效果如下所述图7为本发明在实施例二下仿真得到的辅助谐振单元的电容电压、电感电流波形，可以看出，其与图4的时序一致。图8为本发明在实施例二下仿真得到的无刷直流电机电压(上)和电流(下)，无刷直流电机完全按120°换相六状态工作，电压波形接近梯形波，电流波形接近方波。图9为本发明在实施例二下实验得到的直流环节电压与谐振电感电流，可以看出其与发明原理和仿真结果相一致。图10为本发明在实施例二下实验得到的开环控制的无刷直流电机的电压与电流波形，电压接近梯形波，电流接近于矩形波，显示出无刷直流电机在本发明谐振电路驱动时工作可靠，性能稳定。综合而言，本发明的新型谐振直流环节软开关变换电路具有这些优点①谐振网络无谐振阈值限制；②谐振过程所用的时间较短，消耗功率较小；③逆变桥的续流二极管实现了软性关断，克服了反向恢复问题；④可以实现PWM控制且方法简单，易于工程实现；⑤省去了直流环节的大电容，无中点电位不平衡问题；⑥功率器件具有较小的开关应力；⑦可用于三相或多相桥驱动的感应电机、永磁同步电机、无刷直流电机等交流电动机，同时可用于H桥驱动的感性负载；⑧逆变桥主开关操作均为ZVS，谐振单元开关器件的操作为ZVS或ZCS，克服了EMI问题和提高了开关变换器的运行效率。⑨开关变换器可以运行在更高的开关频率，增强了原系统的效率、提高了功率密度。
权利要求
1.一种谐振直流环节软开关逆变电路，包括一个直流电源，一个控制电路、一个逆变桥以及驱动的负载，其特征在于在直流电源和逆变桥之间添加辅助谐振电路，包括3个辅助开关、6个二极管、3个电容和1个电感；二极管D2、D3、D4、D5依次串联，D2的阴极接直流母线P1极，D2的阳极和电容C1的一端以及D3的阴极相连，D5的阴极和电容C2的一端以及D4的阳极相连，D5的阳极接直流母线的N极；D1的阴极和电容C2的另一端相接，然后接直流母线的P2极，D1的阳极接直流母线的N极；辅助开关V2、V3串联，串联点与电感Lr一端相连，同时与D3的阳极、D4的阴极相连，V2的另一端接直流母线P1极，V3的另一端接直流母线的N极；电感Lr的另一端和电容C1的另一端相连后接直流母线的P2极；辅助开关V1两端接二极管D6两端，D6的阴极接直流母线的P1，D6的阳极接直流母线的P2极；电容Cr两端接于直流母线的P2极和N极；P1极接直流电源的正极；P2极接逆变桥的正端；N极接直流电源的负极和逆变桥的负端；控制电路连接辅助开关V1、V2、V3。
2.根据利用权利要求1所述的一种所述谐振直流环节软开关逆变电路，其特征在于所述的逆变桥和辅助谐振电路中的开关器件是全控性器件，包括功率晶体管、绝缘栅双极晶体管、功率场效应晶体管和智能功率模块。
3.根据利用权利要求1所述的一种所述谐振直流环节软开关逆变电路，其特征在于所述的逆变桥和辅助谐振电路中的二极管是快恢复二极管或高频二极管。
4.根据利用权利要求1所述的一种所述谐振直流环节软开关逆变电路，其特征在于所述的电容Cr可分散为多个电容，并联在逆变桥开关器件的两端。
5.根据利用权利要求1所述的一种所述谐振直流环节软开关逆变电路，其特征在于所述的逆变桥为H桥或多相桥。
全文摘要
本发明公开了一种谐振直流环节软开关逆变电路，包括一个直流电源，一个控制电路、一个逆变桥以及驱动的负载，在直流电源和逆变桥之间添加辅助谐振电路，包括3个辅助开关、6个二极管、3个电容和1个电感。当逆变桥的功率器件需要从一种开关状态转换到另一种开关状态时，控制电路发出控制信号控制合理控制辅助开关V1、V2、V3的导通和关断。本发明克服了现有技术母线零电压凹槽形成困难、逆变器功率密度不高等不足，提高逆变器的工作效率和功率密度，降低电磁干扰，简化控制方法，易于工程实现。
文档编号H02M7/5387GK1996736SQ20061010513
公开日2007年7月11日 申请日期2006年12月7日 优先权日2006年12月7日
发明者贺虎成, 刘卫国, 马瑞卿, 李榕 申请人:西北工业大学