调光电路中的电流过零检测器的制作方法

专利名称：调光电路中的电流过零检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及调光电路，并且尤其涉及控制调控电感负栽的调光电 路的切换。
优先权
本申请要求名称为"调光电路中的电流过零检测器"，并且于
2005年12月12日提交的澳大利亚临时专利申请号2005906950的优 先权。
在此引用该临时申请的全部内容作为参考。
背景技术：
调光电路被用来控制从如干线那样的电源供给像电灯或电动机那 样的负栽的功率。这种电路通常使用被称作相位控制调光的技术。这 允许通过改变将负载连接到电源的开关在给定的周期内导通时间长短 来控制供给负载的功率。
例如，如果由电源供给的电压能够由正弦波表示，那么若连接负
载与电源的开关一直是接通，会给负载提供最大的功率。这样，电源
的总能量被传输到负栽。如果在每个周期(正负两部分)的一部分断
开开关，那么成比例数量的正弦波会有效地与负载隔绝，从而减少供
给负载的平均能量。例如，如果开关每个周期都接通和断开半程，那 么只有一半的功率会被传输给负栽。因为这些类型的电路通常与电阻
负载而非电感负载 一起使用，由于电阻负栽对反复地接通和断开电源 的影响具有固有的惰性，所以反复地接通和断开电源的影响将是不易 觉察的。整体效果，例如就电灯来说，将是产生控制电灯亮度的平滑 调光作用。本领域技术人员能很好地理解该技术。
在用于控制电感负载的前沿调光器拓朴结构中，在将开关恢复到 断开状态之前，为了避免能够给调光电路及负载的电子元件造成破坏 的过高的电感电压峰值水平，允许主要的半周期负载电流下降到近于 零的水平通常是必要的。当存在任何可感知水平的电流时，断开开关 会引起出现在负载上的电压的突然上升。正如由众所周知的关系式所 描述
V=L*dI/dt 其中V是出现在电感负载上的电压； L是负栽的电感的大小；以及 dl/dt是在时间t内通过负载的电流I的变化率 这些本领域技术人员可以理解。
可以看出，通过负栽的电流I的变化率越大，则产生的电压峰值 越大。因而得出在断开开关时的电流越大，电流的变化率就越大以及 因此所感生的电压峰值也越大，其中断开开关会促使电流在非常短的 时间间隔内下降到零。因此，在电流的大小几乎为零的时候断开开关 是所希望的。
通常使用几种技术来实现该效果。
第一种是与精密运算放大器布置一起使用串联电流感应电阻器来 确定负载电流何时下降到足够低的水平，以致能够在所引起的电压峰 值水平最小时断开开关。但是，由于电流感应电阻器增加了调光器的 总电阻，这会导致调光器消耗更多的功率。因此，这种方法有一些缺 点。
在第二种技术中，利用MOSFET导通状态的电阻。在许多调光 电路布置中，开关是由MOSFET器件(金属氧化物半导体场效应晶 体管)构成的。该MOSFET处于导通状态时具有内电阻。通过与上 述相似的方式，能够使用精密运算放大器布置来确定MOSFET导通 状态的导通电压极性反转的时间点。但是，这种方法有对于越小的负 载过零检测的定时精确度会减少的缺点。
第三种方法是使用不管怎样都有非零电流的MOSFET关断。对
于只是轻微感应的负载(例如，典型的基于铁芯的LV照明设备)， 在对应于干线电压过零的时间点上断开MOSFET是有可能的。然 后，变压器漏电感中所储藏的能量能够允许被传输到与调光器引出端 并联的适当大小的电容器上。衰变振荡调光器电压波形将产生，其 中，初始储藏能量经过许多振荡周期在包括变压器损耗元件及二级电 灯负栽的串联电阻中被耗散。由于即时干线电压在过零区域附近相对 低，因而能够容许中等的峰值振荡电压。当然，这种方法只是对只有 小的电感分量的负载有用，而不能被使用于更大的或纯电感负载。
因此，提供在控制电感负载或具有电感分量的负栽时用于减少电 压峰值出现的可选方法和电路是本发明的目标。

发明内容
根据本发明的第 一方面，提供了将具有电流分量的电源传输到具 有电感分量的负载的控制方法，该方法包括通过开关选择性地将电源 切换到负载，其中在导通状态时促使开关在饱和状态开始时工作以致 当通过负栽的电流大小基本上为零时开关自转换到它的断开状态。
在一种形式中，开关是MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶 体管)。
在一种形式中，通过控制施加于开关的偏压，促使MOSFET在 饱和状态开始时工作。
在一种形式中，偏压通过将MOSFET上的电压与参考电辱比 较，当MOSFET上的电压下降到参考电压之下时调整偏压达到促使 MOSFET在饱和状态开始时工作的水平来控制。
在一种形式中， 一旦MOSFET自转换为非导通状态之后将偏压 调整到零。
在一种形式中，参考电压的值成指数增加到最大的参考电压。 根据本发明的第二方面，提供了用于控制将具有电流分量的电源 传输到具有电感分量的负载的电路，该电路包含开关和用于在导通状
态下在饱和状态开始时促使开关工作的开关控制装置，以致当负栽电
流的大小基本上为零时开关转换到其断开状态。
在一种形式中，开关是MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶 体管)。
在一种形式中，开关控制装置是用于将MOSFET上的电压与参 考电压比较的比较器，以控制MOSFET的偏压。
在一种形式中，比较器是晶体管，该晶体管具有施加于晶体管的 第一引出端的MOSFET上的电压，以及施加于晶体管基极引出端的 参考电压。
在一种形式中，晶体管是npn双极晶体管并且电压被施加于 npn双极晶体管的发射极引出端。
在一种形式中，参考电压由电容器产生，该电容器充电到最大值 以提供参考电压反指数增大至最大值。
根据本发明的第三方面，提供了用于控制将具有电流分量的电源 传输到具有电感分量的负载的调光电路，其中调光电路包含本发明的 第二方面的电路布置。
根据本发明的第四方面，提供了检测负载电流过零的方法，该方 法包括在导通状态下促使开关在饱和状态开始时工作，以致当负载电 流达到过零区间时开关将自转换到断开状态。
根据本发明的第五方面，提供了用于检测负载电流过零的电路， 该电路布置包括
具有导通状态，断开状态以及饱和状态的开关；以及
用于在导通状态下促使开关在其饱和状态开始时工作以致该开关 在负栽电流达到过零区间时自转换到断开状态的开关控制装置。


现在将参考以下附图更详细地描述本发明，其中
图l-显示本发明的电路的优选实施方案的组件框图； 图2-更详细地显示图1的布置；
图3-显示应用于调光电路中的两个切换器件的图2的布置；
图4-显示负栽电流的波形；
图5A-显示小负载的没有调整的Vus的对应波形；
图5B-显示具有调整的图5A的波形；
图6A-显示中等负载的没有调整的Vus的对应波形；
图6B-显示具有调整的图6A的波形；
图7A-显示大负载的没有调整的Vus的对应波形；
图7B-显示具有调整的图7A的波形；
图8A-显示中等负载的具有调整的VDS的另 一个对应波形;
图8B-显示与图8A的波形相比的Vgs的波形；
图9-显示图3的布置的实例电路结构；以及
图10-显示图9的布置的改进电路布置。
具体实施例方式
遍及本说明书始终，术语"线性模式"和"饱和模式"被使用以描述 本发明的不同方面。可以理解，术语"线性模式"，当涉及像 MOSFET那样的开关而使用时，意思是开关表现出电阻V/I特性， 即VDS=RDSxIL;其中Vos是开关的漏源电压，Rds是漏源屯阻以及Il 是负栽电流。也可以理解，术语"饱和模式，，指的是开关的Vos不是电 流(由Vcs量值确定，其中Vcs是栅源电压)的函数的状态。
图1显示用于通过开关20控制供给负载60的电源的布置10的 框图。与开关20上的电压成比例的反馈信号Vf,b被提供为转换控制 块40 (由比较器提供)的一个输入，该转换控制块40将该反馈信号
与由电压参考块50提供的参考电压Vref比较。考虑到开关20是闭合
的，或者处于导通状态，并且负载引出端处于正半周期的情况时， Vf,b是与流过开关20的负载电流Il成比例的(事实上，等于负载电 流乘以开关的电阻)并且提供关于何时该电流近似为零的正确的指
示。根据本发明的一个方面，当反馈信号的值下降到Vref以下时，比
较器40控制开关20以促使其工作于它的饱和模式，以致当It确实 达到零时，开关20自动地自转换到其非导通状态以断开。当L为
零，或者基本上为零的时候，在此阶段断开会导致感应电压峰值的极 小化。
可以意识到在本发明中所描述和使用的开关是MOSFET (金属 氧化物半导体场效应晶体管)，但是，本发明能够应用于任何其他类 型的开关(当前存在的或将来可能还要开发的)，该开关在通过开关 的电流基本上变成零时能够自转换为断开状态。本发明尤其可适用于 基于MOSFET的调光器设计，因为MOSFET是当前能够在任一方 向上导通的唯一一种功率晶体管(排除固有反并联二极管的导通)一 因而提供了在AC开关应用中较低的导通状态损耗的优势。然而，本 发明的原理能够应用于其他功率晶体管类型，例如IGBT。
正如下面将参考图2更详细地解释，闩锁电路30将用来完全去 除开关20上的控制电压以完全断开开关20。
闩锁电路30被复位以在下次需要导通开关20的时候允许在下一 个正周期内通过将触发脉沖施加于触发器输入来导通开关。
在图2中更详细地显示了图1的布置。在该布置中，开关控制 40由比较器，更具体地说，由npn晶体管41提供。开关20是 MOSFET。 MOSFET 20同样具有在其漏源引出端上反并联的二极 管21。
图2中的晶体管41执行比较器的功能(在图1中图示为40)， 具有来自在基极b的Vref输入以及来自在发射极e的Vos输入，功能
是每当Vds傾向于下降到Vref之下时，由对应于晶体管41的基极-发
射极电压大小来限制MOSFET 20的栅极输入电压。
在图3中显示了图2的布置，其被应用于带有两个MOSFET 20 和20，的调光电路布置。这些开关20和20，中的每一个都拥有各自的 开关控制块(结合各自的晶体管41和41，)，以及各自的参考电压 块50和50，。在该布置中，闩锁电路30控制着MOSFET 20和20， 两者。
正如下面将更详细地描述，每个MOSFET的各自反馈电路独立 工作，并且事实上，不需要同时工作。在给定的半周期内不导通的
MOSFET的反馈电路被禁止，直到其各自的MOSFET导通。
图3的布置可以在用于控制电感负栽，例如风扇，的调光电路应
用中使用。这种电路对于交流电(AC)电源的每个半周期使用一个
MOSFET，这种情况本领域技术人可以理解。
为了更容易理解在此所描述的布置的工作，现在将参考图4、
5A、 5B、 6A、 6B、 7A、 7B， 8A及8B，这些图显示了在图2的布置
中的不同点的波形。
首先着手于图4，其中显示了流过负载60的负栽电流Il的波形
的一般形式，以及由此显示处于中间导通设置的前沿调光器的
MOSFET电流的波形。可以意识到，图4以及后面的波形图只是显
示一个极性的半周期。另一个极性由如图3中所显示的相同的独立电
路布置容纳。
图5A显示了代表MOSFET 20上的测出电压VDS的波形，其中 负载60是相对小的负载(例如大约150W)。图5A显示没有使用调 整的波形。注意，Vus不超过目标调节值0.5V(在该实例中)，由
(Vre广Vbe)确定，其中在该特别实例中Vre产l V以及Vbe=0.5V。
图5B显示图5A的波形，然而，在该情况下，该波形显示了前
面参考图2所描述的Vos调整机制的效果。在该情况下，只要lDS为
非零，Vds不下降到Vos(reg"0.5V之下。
在负栽电流下降到零时的时间点上，Vds下降到零，因为那时对
电流负责的驱动电压下降到零。
图6A显示了没有使用调整的情形下代表MOSFET 20上的测出 电压Vds的波形，其中负载60是中等负载(例如，大约700W)。 注意，对于电流导通时期的有效部分，Vos超过目标调整值0.5V。
图6B显示了图6A的波形，但是显示了 Vus调整机制的效果， 也就是只要IDS不为零VDS的最小值则限定为VDS(reg)=0.5V。在由 IdsxRds乘积决定的即时VDS大小超过Vos(reg)的地方，不进行调 整。
图7A显示了没有使用调整的情形下代表MOSFET 20上的测出
电压Vos的波形，其中负载60是大负载(例如，大约2400W)。注 意，对于大部分电流导通时期，VDs超过目标调整值0.5V。
图7B显示了图7A的波形，但是显示了 Vos调整机制的效果， 也就是只要IDS不为零VDS的最小值则限定为VDS(reg)=0.5V。在由 IdsxRds乘积决定的即时VDS大小Vus(reg)的地方，不进行调整。注 意，对于越来越大的负载，Vns调整在更接近于实际过零电流的地方 开始。
图8A显示了中等负栽带有调整的与图6B波形相似的波形。由 于最大的栅极驱动电压的应用，MOSFET 20 工作于 lDsxRDs>VDS(reg)=0.5V的线性才莫式。相反地，由于栅极驱动电压限 定在导通阈值电压区域 VGS(th) ， MOSFET 20 工作于 lDsxRDs<VDS(reg)=0.5V的饱和模式。
图8B显示与图8A的Vds相校的Vgs的波形。在没有使用VDS 调整的期间，应用的Vds是VDS(max)，即VGS VGS(th)。在使用VDS 调整的期间，应用的Vgs被限定于Vcs(th)区域。
现在将参考图9更详细地描述电路的工作。
本发明的电路布置的一般操作能够分成两个主要功能块。
1. 可复位的驱动锁存器，当其被触发时会提供用于负载控制 MOSFET的栅极驱动电流。
2. 转换控制电路(对于每个线电压半周期极性有一个)，其功 能是在负载电流过零时去除栅极驱动电压，而且同时复位锁存器。
驱动锁存器
在初始锁存器复位状态下，输出晶体管Q3通过串联电阻器 R3， R4及R7加偏压以进入导通状态。通过Q3集电极的电阻器R9 将锁存器输出维持在零伏特附近，因为在该状态下R3上的电压不足 以使晶体管Q2工作。
通过提供电流以促使Ql集电极导通，在输入电阻Rl上施加电 压后锁存器被开启。然后，电阻器R4上所增加的电流足以允许Q2 工作。因此，由Q2集电极提供的通过串联电阻器R5和R6的电流
足以维持Ql工作，即使在去除了 Rl的输入电压之后。由Q2集电 极提供的额外电流能够流过电阻器R8以便使负载控制功率晶体管工 作。
通过将输出钳制到小于大约IV的电压水平的操作，锁存器能够 复位，由此二极管Dl分流由R5提供的闩锁反馈电流的重要部分。 转换控制
在所选择的千线电压极性半周期内，转换控制电路应用负反馈限 制出现在正向偏置的负载控制的MOSFET上的最小正导通电压降。 相反，反向偏压MOSFET—其中电流可以流过反向平行二极管，具 有关联的负电压降并且反馈机制由此被禁止。
在半周期的结尾，其中负载电流试图转换到相反极性，在正向偏 置的负载控制和MOSFET上的主要调整的正导通电压降同样转换到 零。因此，所应用的反馈机制完全去除了栅极驱动一停止更多的晶体 管导通，同时复位驱动锁存器。
以下描述适用于干线半周期极性，其中负载引出端相对于线路终 端是阳性的。首先概括了主分量元件的主要功能。
.电容器Cl，与分压器串联元件RIO、 Rll、 D7、 D8， D2及 Q5基极-发射极连接，产生了参考电压以被施加到比较器晶体管Q4 的基极输入。
.如果建立的Cl参考电压一减去Q4基极-发射极的，D6阴阳极 的以及D4阴阳极的电压，超过Q8的正向导通电压，那么晶体管Q4 用来分流输出晶体管(Q8)的栅极驱动供应，。
，二极管D4用于阻止在输出开关晶体管Q8上出现的高电压被引 向D6阴极或Q10射极。
.给元件D7、 D8， D2以及Q5基极-发射极加偏压的Cl参考电 压提供了 Q4基极-发射极，D6阴阳极以及D4阴阳极的工作电压的 温度补偿的附加功能。
.增加电阻器R12以更容易选择标称的Cl参考电压。
.对于该干线半周期极性，晶体管Q5同样通过钳制C2参考电压
用以禁止反馈机制被应用于输出晶体管Q9。
-电阻器R18初始提供电流以在适当极性的干线电压半周期开始 时加偏压使Q5进入导通状态。
.在输出晶体管Q8开始导通之后，电阻器R17保持Q5的偏压电流。
.电阻器R20是阻尼元件以防止由与Q9的栅极连接的平行栅极 产生的Q8寄生振荡。 z
.附加晶体管Qll被使用以防止晶体管Q6导通的可能，其中该 可能发生在经过关联的固有反向二极管的反向导通的晶体管Q9上的 电压降(负的)在大小上超出大约1伏特的时候，例如可能在电灯负 载启动时出现的高电流的结果。否则，这在所呈现的最初电路布置中 会导致Q8栅极电压箝位，因此在这些活动期间导致Q8的电流限制 作用。
.附加二极管D9与Q6发射极引出端串联布置，确保Qll的导通 在以上所描述的条件下具有优先权，其中Q9上存在的充足的负电 压。
.电阻器R23是限制在以上所描述的条件下流过Qll基极-发射 极的负载电流分量大小所需的，其中Q9上存在充足的负电压。
.由于分散的寄生电容耦合，附加(可选的)电阻器R25可以被 添加以用作使C2上的感应正电压最小的目的。
.当正电压对应于下一个相反极性的干线电压半周期的存在在Q9 上出现时，与现存电阻器R19连接的附加电容器C4延迟在负栽电流 整流程序之后Q7的工作。这对于电感负载类型是特别重要的，其中 再运用电压的速度是相对快速的并且Q7的立即工作会过早地终止 Q8的适当栅极驱动切断过程。
在具有正极性的干线电压半周期开始时，电阻器R18初始加偏 压使晶体管Q5进入集电极导通状态，维持，经过电阻器R14，处于 放电状态的参考电压电容器C2。该行为有效地禁止了在该极性干线 电压半周期内反馈机制被应用于反向加偏压的MOSFET Q9,正如以
上所指出的。
在该干线电压半周期极性中，电阻器R19不能供应用于加偏压 使Q7进入导通状态的电流，因而允许参考电压电容器Cl通过电阻 器R10和Rll部分充电。由于驱动锁存器初始处于复位状态， MOSFET Q8和Q9的栅极电压被保持在零伏特水平附近。因此，晶 体管Q4的基极-集电极结被正向加偏压，并且用于钳制Cl上的参考 电压为大约0.6V。
驱动锁存器的触发导致晶体管Q8和Q9的栅极电压的应用以及 随之发生的负载电流传导。非零栅极电压去除Q4基极-集电极结的 正向偏压条件，以致停止钳制Cl参考电压。然后，经由RlO和Rll 供给的电流引起C1上的参考电压以近似线性的方式增加，到达等于 Q5基极-发射极电压，串联二极管D2, D8和D7阴阳极电压之和的 水平。由此产生的受控的应用于Q4基极的上升参考电压确保Q4集 电极导电性初始以成指数减少的上升速率增加，也就是，反馈机制被 逐渐引入。
与Cl上的参考电压的充电相关联的时间常数被选择以大于输出 晶体管Q8的接通渡越时间。这是有必要的，因此负反馈限制过程能 够以渐变的方式应用，以便避免在输出晶体管电压的变化率中引入阶 跃变化一正如最小的EMI分量所需求的。
电阻器R17功能是保持Q5的基极电流驱动，该基极电流驱动在 Q8导通后就停止由R18供应。
Q8是MOSFET，它的关联导通电压在负载半周期电流整流之前 通常是负载电流大小的直接函数。但是，对于更小的负载，Q8导通 电压可被忽略的倾向由于用于限制Q8栅极驱动电压的Q4的导通而 反转。因而Q8的最小导通电压被控制在大约0.6V的水平，由C1参 考电压减去Q4基极-发射极电压以及D6和D4阴阳极电压的和所确 定。
在负栽半周期电流整流时，Q4将Q8栅极输入的全部电流供 给，包括贮存于Q8输入电容内的电荷，转移到Q8负载端出现的更
低的电压上。该操作同时去除了 Q9的栅极驱动并且复位了闩锁驱 动，以致Q9不能在电流整流之后立即开始导通。
图IO显示了图9的电路的修改，其中同样的元件被相应标注。
图10和图9的电路之间的变化被概括如下
R18接线从D4阴极改到D4阳极。
R18值从1M改到180K。
C3接线从Q5基极改到D4阳极。
.在15V干线到D4阳极间增加R26。
'R24被删去。
'R11值从1M改到0Q，因此被去除。
R13值从470K改到680K。
R16值从470K改到220K。
R19接线从D5阴极改到D5阳极。
R19值从1M改到180K。
C4接线从Q7基极改到D5阳极。
.在15V干线到D5阳极间增加R27。
，R25被删去。
R14值从1M改到0Q，因此被去除。
R10值从470K改到680K。
R17值从470K改到220K。
D4用于阻止在输出开关晶体管Q8上出现的高电压被引向元件 D6、 QIO、 R26、 C3及R18,电阻器R26和R18初始提供电流以在 适当极性的干线电压半周期开始时加偏压使Q5进入导通状态。二极 管D5阳极对于干线电压半周期极性被维持在稍微在零伏特以下的电 压上，因而阻止电阻器R27和R19给晶体管Q7供应偏压电流。当 正电压对应于下一个相反极性的干线电压半周期在Q9上出现时，与 电阻器R27连接的电容器C4，延迟在负载电流整流程序之后Q7的 工作。这对于电感负栽类型是特别重要的，其中再运用电压的速度是 相对快速的并且Q7的立即工作会过早地终止Q8的适当栅极驱动切 断过程。
在具有正极性的干线电压半周期开始时，电阻器R26和R18初 始加偏压使晶体管Q5进入集电极导通状态，维持参考电压电容器 C2处于放电状态。该操作有效地禁止了在该极性的干线电压半周期 内反馈机制被应用于反向加偏压的功率晶体管Q9，正如以上所指出 的。在干线电压半周期极性中，由于二极管D5阳极上的低电压，电 阻器R19不能供应用于加偏压使Q7进入导通状态的电流，因而参考 电压电容器Cl能够通过电阻器R10自由充电。
由于驱动锁存器初始处于复位状态，功率晶体管Q8和Q9的栅 极电压被保持在零伏特水平附近。因此，晶体管Q4的基极-集电极 结被正向加偏压，并且用于钳制Cl上的参考电压为大约0.6V。电路 的其余部分如关于图9描述地工作。
在基于二线式前沿MOSFET的调光器应用中，这种过零电流检 测布置的精确方法存在显著的优势。当控制电感负载的时候，根据半 周期对称性可获得更加大的稳定容限。例如，高电感氖变压器负载能 够被减低光亮到达亮度极低的水平，没有任何闪变效应。即使在二级 负载断开后，工作仍将与典型低压照明变压器保持完全对称。
已经证明了即使对于更大的环形功率变压器，其中该变压器具有 非常低的初级线圏电阻加上高的初级电感以及因此低关联的磁化电 流，当二级负载变成空载的时候，只有大小相对低的DC电流分量可 以产生。
将会意识到上面已经参考特别的实施方案进行了描述，但是，可 以在本发明的范围之内进行许多变更和修改。
也可以理解，遍及本说明书始终，除非上下文需要，否则，单词 "包括(comprise )，，和"由...构成(include)，，以及变体将被理解为意 指包括规定的整体或者整体组但是不排除任意其他整体或整体组。
本说明书中对任意现有技术的参考不是，并且不应该被理解为， 该现有技术形成通用知识的部分的确认或任意形式的建议。
权利要求
1.一种控制将具有电流分量的电源传输到具有电感分量的负载的方法，该方法包括通过开关选择性地将电源切换到负载，其中在导通状态时促使开关在饱和状态开始时工作以致当通过负载的电流大小基本上为零时开关自转换到它的断开状态。
2. 根据权利要求l的方法，其中该开关是MOSFET (金属氧化 物半导体场效应晶体管)。
3. 根据权利要求2的方法，其中通过控制施加于开关的偏压来 促使该MOSFET在饱和状态开始时工作。
4. 根据权利要求3的方法，其中该偏压通过将MOSFET上的 电压与参考电压比较，当MOSFET上的电压下降到参考电压之下时 调整偏压达到促使MOSFET在饱和状态开始时工作的水平来控制。
5. 根据权利要求3的方法，其中一旦MOSFET自转换为非导 通状态之后将该偏压调整到零。
6. 根据权利要求4的方法，其中该参考电压的值成指数增加到 最大的参考电压。
7. —种用于控制将具有电流分量的电源传输到具有电感分量的 负载的电路，该电路包含开关和用于在导通状态下促使开关在饱和状 态开始时工作的开关控制装置，以致当负载电流的大小基本上为零时 开关转换到其断开状态。
8. 根据权利要求7的电路，其中该开关是MOSFET (金属氧化 物半导体场效应晶体管)。
9. 根据权利要求8的电路，其中该开关控制装置是用于将 MOSFET上的电压与参考电压比较的比较器，以控制MOSFET的 偏压。
10. 根据权利要求9的电路，其中该比较器是晶体管，该晶体管 具有施加于晶体管的第一引出端的MOSFET上的电压，以及施加于 晶体管基极引出端的参考电压。
11. 根据权利要求10的电路，其中该晶体管是npn双极晶体管 并且该电压被施加于npn双极晶体管的发射极引出端。
12. 根据权利要求9的电路，其中该参考电压由电容器产生，该 电容器充电到最大值以提供参考电压的反指数增大至最大值。
13. —种用于控制将具有电流分量的电源传输到具有电感分量的 负载的调光电路，其中该调光电路包含本发明的第二方面的电路布 置。
14. 一种检测负栽电流过零的方法，该方法包括在导通状态下促 使开关在饱和状态开始时工作，以致当负载电流达到过零区间时开关 将自转换到断开状态。
15. —种用于检测负载电流过零的电路，该电路布置包括 具有导通状态，断开状态以及饱和状态的开关；以及用于在导通状态下促使开关在其饱和状态开始时工作的开关控制 装置，以致该开关在负载电流达到过零区间时自转换到断开状态。
全文摘要
一种用于控制将具有电流分量的电源传输到具有电感分量的负载的方法和电路，该方法包括通过开关选择性地将电源切换到负载，其中在导通状态时促使开关在饱和状态开始时工作以致当通过负载的电流大小基本上为零时开关自转换到它的断开状态。该方法和电路可以使用于许多用于检测电流过零的应用中以及可以被应用于如调光电路那样的电路。
文档编号H02H3/18GK101366322SQ200680051595
公开日2009年2月11日 申请日期2006年12月12日 优先权日2005年12月12日
发明者J·R·温德森 申请人:澳大利亚奇胜有限公司