专利名称：Dc-dc变换电路、dc-dc变换控制电路及dc-dc变换控制方法
技术领域：
本发明涉及DC-DC变换电路、DC-DC变换控制电路及DC-DC变换 控制方法。
背景技术：
在笔记本个人电脑之类的便携电子设备中，二次电池(secondary battery)被用作电源。通常，二次电池提供的电压随二次电池放电的进行 而减少，因此，使用DC-DC变换器(DC-DC变换电路)的电源电路被安 装以保持便携电子设备内使用的电压恒定。此外，在便携电子设备中，还 安装了使用DC-DC变换器的充电电路以便能够轻易地通过经AC适配器 等耦合外电源来给二次电池充电。--般情况下，便携电子设备在未耦合外 电源时通过使用二次电池的电源来驱动，在耦合外电源时通过使用外电源 的电源来驱动。在DC-DC变换器中，避免在DC-DC变换器启动时的涌入电流 (inrush curent)很重要。例如，在PWM控制方法的DC-DC变换器中， 公知的方法是通过强制减小控制信号的脉冲宽度然后根据DC-DC变换器 启动时的时间流逝逐渐增加脉冲宽度来避免涌入电流，所述控制信号通过 使用死区时间(dead time)控制电路来接通/断开开关元件。除了上述方 法，另一个公知方法是通过输出斜率(slope)控制来避免涌入电流，所述 输出斜率控制从DC-DC变换器启动时的"0"(零)伏开始逐渐增加DC-DC 变换器的输出电压。图l示出DC-DC变换器的示例。DC-DC变换器CNV被配置为恒压控 制类型的DC-DC变换器，具有主开关晶体管T1、同步整流晶体管T2、扼 流圈Ll、平流电容器(smoothing capacitor) Cl、软启动电容器CSl和控 制电路CTL。主开关晶体管Tl由n型晶体管配置。主开关晶体管Tl的输入引脚耦合到接收输入电压Vi的输入引脚Pl。主开关晶体管Tl的输出引脚耦合到扼流圈Ll的一端。主开关晶体管Tl的控制引脚接收控制电路 CTL中PWM比较器PCMP的输出信号QP。同步整流晶体管T2由n型晶体管配置。同步整流晶体管T2的输入引 脚耦合到地线。同步整流晶体管T2的输出引脚耦合到扼流圈Ll的一端。 同步整流晶体管T2的控制引脚接收控制电路CTL中的PWM比较器 PCMP的输出信号/QP。扼流圈Ll的另一端耦合到提供输出电压Vo的输 出引脚P2。平流电容器CI耦合到输出引脚P2和地线之间，它的提供用 来平滑输出电压Vo。软启动电容器CS1的一端耦合到控制电路CTL中的 差错放大器ERA1的第一和第二同相输入引脚之间的第二同相输入引脚。 软启动电容器CS1的另一端耦合到地线。控制电路CTL通过包含恒流电路Il，开关电路SW1A、 SW1B、放电 电阻器RD1、电阻器R1、 R2、电压发生器E1、差错放大器ERA1、三角 波振荡器OSC以及PWM比较器PCMP来配置。恒流电路II和开关电路 SWIA串联耦合在电源电压Vh的馈线和软启动电容器CS1的一端(差错 放大器ERA1的第二同相输入引脚)之间。开关电路SWIB和放电电阻器 RD1串联耦合在软启动电容器CS1的一端(差错放大器ERA1的第二同相 输入引脚)和地线之间。开关电路SWIA响应于DC-DC变换器CNV的开 始请求而转为接通状态，并响应于DC-DC变换器CNV的停止请求而转为 断开状态。开关电路SW1B响应于DC-DC变换器CNV的停止请求而转为 接通状态，并响应于DC-DC变换器CNV的开始请求而转为断开状态。电 阻器Rl、 R2串联耦合在输出引脚P2和地线之间。电压发生器El生成参 考电压Vel。差错放大器ERA1放大第一同相输入引脚的电压和第二同相输入引脚 的电压中的较低电压与反相输入引脚的电压之间的电压差以生成输出信号 DF1。差错放大器ERA1在第一同相输入引脚处接收参考电压Vel，在第 二同相输入引脚处接收软启动电容器CS1生成的电压Vsl (开关电路 SW1A、 SW1B的连接点的电压)，并在反相输入引脚处接收由电阻器 Rl、 R2划分输出电压Vo得到的电压Vd (电阻器Rl、 R2的连接点的电压)。因此，差错放大器ERAl在电压Vsl低于参考电压Vel时通过放大 电压Vsl和电压Vd之间的电压差来生成输出信号DF1，在电压Vsl高于 参考电压Vel时通过放大参考电压Vel和电压Vd之间的电压差来生成输 出信号DF1。三角波振荡器OSC生成具有预定周期的三角波信号TW。例 如，三角波信号TW的电压最小值为1.0伏，三角波信号TW的电压最大 值为2.0伏。PWM比较器PCMP是电压-脉宽转换器，它将同相输入引脚的电压和 反相输入引脚的电压相比较，在反相输入引脚的电压较低时将输出信号 QP (/QP)设为高电平(低电平)，在反相输入引脚的电压较高时将输出 信号QP (/QP)设为低电平(高电平)。PWM比较器PCMP在同相输入 引脚处接收差错放大器ERA1的输出信号DF1，在反相输入引脚处接收三 角波信号TW。因此，PWM比较器PCMP在差错放大器ERA1的输出信 号DF1的电压高于三角波信号TW的电压时将输出信号QP设为高电平， 在差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压低于三角波信号TW的电压时 将输出信号QP设为低电平。在具有上述结构的DC-DC变换器中，当主开关晶体管Tl转为导通状 态时，同步整流晶体管T2转为断开状态，且电流通过扼流圈Ll从输入侧 提供到负载。输入电压Vi和输出电压Vo之间的电压差被施加到扼流圈 Ll的两端，因此，在扼流圈Ll中流动的电流随着时间的流逝而增加，并 且提供到负载的电流也随着时间的流逝而增加。此外，电流在扼流圈Ll 中流动，因此，能量在扼流圈L1中积累。当主开关晶体管Tl转为断开状 态时，同步整流晶体管T2转为导通状态，且在扼流圈Ll中积累的能量被 释放。此时，输出电压Vo由使用主开关晶体管Tl的导通期(on-term) Ton、主开关晶体管Tl的断开期(off-term) Toff和输入电压Vi的表达式 (1)表示。Vo = {Ton/(Ton + Toff)} x Vi ... (1)此外，在扼流圈Ll中流动的电流在主开关晶体管Tl的导通期期间从 输入侧流向输出侧，且该电流在主开关晶体管Tl的断开期期间通过同步 整流晶体管T2来提供。因此，平均输入电流Ii由使用主开关晶体管Tl的导通期Ton、主开关晶体管Tl的断开期Toff和输出电流Io的表达式 (2)表示。Ii = (Ton/(Ton + Toff)} x Io... (2)结果，当输入电压Vi的变化导致输出电压Vo变化时，可以通过检测 输出电压Vo的变化以及控制主晶体管Tl的导通期与断开期之比来保持输 出电压Vo恒定。类似地，当负载的变化导致输出电压Vo变化时，可以通 过检测输出电压Vo的变化以及控制主晶体管Tl的导通期与断开期之比来 保持输出电压Vo恒定。图2示出图1中PWM比较器的操作。PWM比较器PCMP在差错放 大器ERA1的输出信号DF1的电压高于三角波信号TW的电压时将输出信 号QP设为高电平，在差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压低于三角 波信号TW的电压时将输出信号QP设为低电平。因此，当差错放大器 ERA1的输出信号DF1的电压变低时，PWM比较器PCMP的输出信号QP 的脉冲宽度(高电平时间段)变小，而当差错放大器ERA1的输出信号 DF1的电压变高时，PWM比较器PCMP的输出信号QP的脉冲宽度变 大。如上所述，PWM比较器PCMP生成脉冲宽度与差错放大器ERA1的 输出信号DF1的电压成比例的输出信号QP。结果，在软启动电容器CS1生成的电压Vsl高于参考电压Vel的时间 段期间，当输出电压Vo变低时，参考电压Vel和电压Vd (电阻器Rl、 R2划分输出电压Vo所得电压)之间的电压差变大，且差错放大器ERA1 的输出信号DF1的电压变高。结果，PWM比较器PCMP的输出信号QP 的脉冲宽度变大，且主晶体管Tl的导通期变长。另一方面，当输出电压 Vo变高时，参考电压Vel和电压Vd之间的电压差变小，且差错放大器 ERA1的输出信号DF1的电压变低。结果，PWM比较器PCMP的输出信 号QP的脉冲宽度变小，且主晶体管Tl的导通期变短。如上所述，在 PWM控制方法的DC-DC变换器CNV中，可以通过控制主晶体管Tl的导 通期和断开期之比来控制输出电压Vo。顺便说一下，输出电压Vo在DC-DC变换器CNV的启动时间内为 "0"(零)伏，因此，输入电压Vi和输出电压Vo之间的电压差最大，且当假设差错放大器ERA1的第一同相输入引脚的电压低于第二同相输入 引脚的电压时，差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压也最大。这种情 况下，PWM比较器PCMP的输出信号QP的脉冲宽度最大，且主晶体管 Tl的导通期最大。此外，在扼流圈U中流动的最大电流Ipeak由使用输 入电压Vi、输出电压Vo、扼流圈Ll的电感L和主晶体管Tl的导通期 Ton的表达式(3)表示。Ipeak = {(Vi - Vo)/L} x Ton... (3)输出电压Vo在DC-DC变换器启动时为"0"(零)伏，因此，施加 到扼流圈Ll的电压最大，且主晶体管Tl的导通期最大。结果，可以看 出，过量的涌入电流在扼流圈U和主晶体管Tl中生成。生成过量的涌入 电流是因为DC-DC变换器CNV试图一下子将输出电压Vo从"0"(零) 伏增加到额定值(例如，3.3伏)。但是，在DC-DC变换器CNV的启动时间内，软启动电容器CSl被恒 流电路II充电，因此，软启动电容器CS1生成的电压Vsl (差错放大器 ERAl的第二同相输入引脚的电压)从"0"(零)伏逐渐增加。因此，在 DC-DC变换器CNV的启动时间内，差错放大器ERAl通过放大软启动电 容器CS1生成的电压Vsl和电阻器Rl、 R2划分输出电压Vo所得的电压 Vd之间的电压差来生成输出信号DF1。在DC-DC变换器CNV的启动时 间内，输出电压Vo为"0"(零)伏，因此，差错放大器ERAl的输出信 号DF1的电压最小，且PWM比较器PCMP的输出信号QP的脉沖宽度也 最小。因此，主晶体管T1的导通期变为最小，从而避免了涌入电流。此外，软启动电容器CS1生成的电压Vsl是限定输出电压Vo的电 压，并且由于恒流电路II的原因而逐渐增加同时要花费一定的时间。因 此，输出电压Vo与电压Vsl成比例地增加。结果，输出电压Vo的上升 斜率由电压Vsl的上升斜率来限定。当电压Vsl增加到高于参考电压Vel 时，差错放大器ERAl通过放大参考电压Vel和电压Vd之间的电压差来 生成输出信号DF1。结果，电压Vsl达到参考电压Vel之后，输出电压 Vo由参考电压Vel来限定。顺便说一下，在DC-DC变换器CNV的停止 时间内，软启动电容器CS1通过放电电阻器RD1放电，软启动电容器CSl生成的电压Vsl逐渐减小，因此可以逐渐减小输出电压Vo。图3示出图1中DC-DC变换器的输出电压上升/下降的样子。当DC-DC 变换器CNV在时刻tl启动时，由于开关电路SW1A转为导通状态而 开关电路SW1B转为断开状态，因此软启动电容器CS1被恒流电路II充 电。结果，软启动电容器CSl生成的电压Vsl随着时间的流逝逐渐增加。 因此，输出电压Vo也随着时间的流逝逐渐增加。当电压Vsl在时刻t2达 到参考电压Vel时，输出电压Vo达到额定值G.3伏)，并且之后，输出 电压Vo受参考电压Vel的控制保持恒定。当DC-DC变换器CNV在时刻t3停止时，由于开关电路SW1A转为 断开状态而开关电路SW1B转为导通状态，因此软启动电容器CS1被放电 电阻器RD1放电。结果，软启动电容器CS1生成的电压Vsl随着时间的 流逝逐渐减小。因此，输出电压Vo也随着时间的流逝逐渐减小。当电压 Vsl在时刻t4达到"0"(零)伏时，输出电压Vo也达到"0"(零) 伏，且DC-DC变换器CNV中的所有电路在输出电压Vo变为"0"(零) 伏的时刻终止操作。如上所述，已知很多避免DC-DC变换器的涌入电流的方法，但是这 些方法用于变换器的输出由单个控制信号控制的DC-DC变换器，如恒压 控制型DC-DC变换器和恒流控制型DC-DC变换器。DC-DC变换器中存 在一种通常被用作二次电池(锂离子二次电池等)的充电电路的、输出由 多个控制信号控制的、恒压/恒流控制型DC-DC变换器之类的DC-DC变 换器。当负载为被动负载时，与输出电压成正比、与负载阻抗反比的输出电 流在DC-DC变换器开始工作且输出电压生成时在恒压/恒流控制型DC-DC 变换器中流动。另一方面，当负载为主动负载(例如，二次电池)时，即 使DC-DC变换器开始工作且输出电压生成，输出电流也不立即流动。输 出电流为"0"(零)安直至输出电压高于负载电压，且当输出电压高于 负载电压时，输出电流开始流动。当恒压/恒流控制型DC-DC变换器被用 作二次电池的充电电路时，存在这样的问题，即由于参与输出控制的控制 信号被切换(用于输出电压的控制信号的电压和用于输出电流的控制信号的电压之间的大小关系互换)之前要花费很长时间，因此存在不受控的状 态且生成涌入电流。顺便说一下，作为本发明的现有技术，例如，日本未审查专利申请公布No. Hei 9-154275、日本未审查专利申请公布No. Hei 10-323026，日本 未审査专利申请公布No. 2005-354845、日本未审查专利申请公布No. 2005-323413和日本未审查专利申请公布No. 2005-304279可被引用。发明内容本发明的目的是保证避免如下DC-DC变换电路的涌入电流，所述变 换电路的输出由多个控制信号控制。在本发明的一个方面中，输出由多个控制信号控制的DC-DC变换电 路(适用于DC-DC变换电路的DC-DC变换控制电路)通过包含多个控制 信号生成电路、多个软启动控制电路和启动控制电路来配置。例如，多个 控制信号由控制输出电压恒定的控制信号和控制输出电流恒定的控制信号 来配置。此外，例如，DC-DC变换电路被用作给二次电池充电的充电电 路，并使用半导体器件来配置。多个控制信号生成电路配备有相应的多个控制信号。多个控制信号生 成电路的每一个基于多个输出值中的相应输出值来生成多个控制信号中的 相应控制信号(控制信号生成过程)。多个软启动控制电路配备有相应的 多个控制信号。多个软启动控制电路中的每一个在DC-DC变换电路启动 时控制相应控制信号的变化(软启动控制过程)。启动控制电路在DC-DC 变换电路启动时根据参与输出控制的控制信号的变化来指示相应的软启动 控制电路开始工作(启动控制过程)。例如，多个控制信号生成电路的每一个的配置包括差错放大器，所述 差错放大器放大第一和第二参考电压中较低的电压与从相应输出值中获得 的电压之间的电压差，以生成相应的控制信号。多个软启动控制电路中的 每一个响应于启动控制电路的开始工作的指示从低于第一参考电压的电势 开始增大相应的控制信号生成电路处的第二参考电压。在上述在DC-DC变换电路中，软启动控制电路由每个控制信号生成电路提供，且相应的软启动控制电路在DC-DC变换电路启动时根据参与输出控制的控制信号(控制信号生成电路)的变化来开始工作。因此，可以縮短在DC-DC变换电路启动时切换参与输出控制的控制信号所需的时 间，并且通过消除DC-DC变换电路的不受控状态保证避免了涌入电流。
图1是示出在DC-DC变换器示例的示意图； 图2是示出图1中PWM比较器的操作的示意图； 图3是示出图1中DC-DC变换器的输出电压的上升/下降的样子的示 意图；图4是示出本发明的一个实施例的示意图；图5是示出(恒压操作时)图4中PWM比较器的操作的示意图； 图6是示出(恒流操作时)图4中PWM比较器的操作的示意图； 图7是示出本发明的第一比较示例的示意图；并且 图8是示出本发明的第二比较示例的示意图。
具体实施方式
下面使用附图来描述本发明的实施例。图4示出本发明的一个实施例。图5和图6示出图4中PWM比较器 的操作。顺便说一下，在说明本发明的实施例之前，与图1所描述的元件 相同的元件用与图l使用的相同的参考标号表示，从而不给出详细说明。本发明的一个实施例的DC-DC变换器CNV1被配置为恒压/恒流控制 型DC-DC变换器，并通过添加电流测量电阻器RS和软启动电容器CS2 以及用控制电路CTL1替换DC-DC变换器CNV (图1)中的控制电路 CTL来配置。例如，DC-DC变换器CNV1用半导体设备来实现，并作为 二次电池BTR的充电电路安置在便携电子设备上。电流测量电阻器RS耦 合在输出引脚P2和扼流圈Ll的另一端之间。软启动电容器CS2的一端耦 合到控制电路CTL1中差错放大器ERA2的第一同相输入引脚和反相输入 引脚之间的第二同相输入引脚。软启动电容器CS2的另一端耦合到地线。控制电路CTL1通过添加电压放大器AMP、恒流电路12、开关电路 SW2A、 SW2B、放电电阻器RD2、电压发生器E2、 E3、差错放大器 ERA2、电压比较器VCMP和触发器FF1以及用PWM比较器PCMP1替换 控制电路CTL (图1)中的PWM比较器PCMP来配置。电压放大器AMP 在同相输入引脚处接收电流测量电阻器RS —端的电压，并在反相输入引 脚处接收电流测量电阻器RS另一端的电压(输出电压Vo)。因此，电压 放大器AMP放大电流测量电阻器RS —端电压与电流测量电阻器RS另一 端电压之间的电压差以生成电压Vc。结果，电压放大器AMP生成的电压 Vc对应于DC-DC变换器CNV1的输出电流。恒流电路12和开关电路SW2A串联耦合在电源电压Vh的馈线和软启 动电容器CS2的一端(差错放大器ERA2的第二同相输入引脚)之间。开 关电路SW2B和放电电阻器RD2串联耦合在软启动电容器CS2的一端 (差错放大器ERA2的第二同相输入引脚)和地线之间。同开关电路 SW1A —样，开关电路SW2A响应于DC-DC变换器CNV1的幵始请求而 转为导通状态，并响应于DC-DC变换器CNV1的停止请求而转为断开状 态。开关电路SW2B在触发器FF1的输出信号/QF被设为高电平时转为导 通状态，并在触发器FF1的输出信号/QF被设为低电平时转为断开状态。 电压发生器E2生成参考电压Ve2。差错放大器ERA2放大第一同相输入引脚的电压和第二同相输入引脚 的电压中的较低电压与反相输入引脚的电压之间的电压差放大以生成输出 信号DF2。差错放大器ERA2在第一同相输入引脚处接收参考电压Ve2， 在第二同相输入引脚处接收软启动电容器CS2生成的电压Vs2 (开关电路 SW2A、 SW2B的连接点的电压)，并在反相输入引脚处接收电压放大器 AMP生成的电压Vc。结果，差错放大器ERA2在电压Vs2低于参考电压 Ve2时通过放大电压Vs2和电压Vc之间的电压差来生成输出信号DF2， 在电压Vs2高于参考电压Ve2时通过放大参考电压Ve2和电压Vc之间的 电压差来生成输出信号DF2。PWM比较器PCMP1是电压-脉宽转换器，它将第一同相输入引脚的 电压和第二同相输入引脚的电压中的较低电压与反相输入引脚的电压相比较，在反相输入引脚的电压较低时将输出信号QP (/QP)设为高电平(低电平)，在反相输入引脚的电压较高时将输出信号QP (/QP)设为低电平 (高电平)。PWM比较器PCMPl在第一同相输入引脚处接收差错放大器 ERA1的输出信号DF1，在第二同相输入引脚处接收差错放大器ERA2的 输出信号DF2，并在反相输入引脚处接收三角波信号TW。在DC-DC变换器CNV1的恒压操作时间内，输出电压Vo处于接近额 定值(rated value)的状态，且电阻器Rl、 R2划分输出电压Vo所得的电 压Vd处于接近参考电压Vel的状态。另一方面，输出电流处于远小于额 定值的状态，且电压放大器AMP放大电流测量电阻器RS两端的电压差所 得的电压Vc处于远小于参考电压Ve2的状态。因此，差错放大器ERA2 的输出信号DF2的电压增加到三角波信号TW的电压最大值。PWM比较 器PCMPl将差错放大器ERA1的输出信号DFl和差错放大器ERA2的输 出信号DF2中电压较低的那个与三角波信号TW相比较，因此，差错放大 器ERA2的输出信号DF2不参与PWM比较器PCMPl的操作。结果，在DC-DC变换器CNV1的恒压操作时，PWM比较器PCMPl 在差错放大器ERA1的输出信号DFl的电压高于三角波信号TW的电压时 将输出信号QP设为高电平，在差错放大器ERA1的输出信号DFl的电压 低于三角波信号TW的电压时将输出信号QP设为低电平，如图5所示。 因此，当差错放大器ERA1的输出信号DFl的电压变低时，PWM比较器 PCMPl的输出信号QP的脉冲宽度变小；当差错放大器ERA1的输出信号 DFl的电压变高时，PWM比较器PCMPl的输出信号QP的脉冲宽度变 大。如上所述，在DC-DC变换器CNV1的恒压操作时间内，PWM比较器 PCMPl生成脉冲宽度与差错放大器ERA1的输出信号DFl的电压成比例 的输出信号QP。当输出电压Vo变低时，参考电压Vel和电压Vd (电阻器R1、 R2划 分输出电压Vo所得电压)之间的电压差变大，且差错放大器ERA1的输 出信号DF1的电压变高。结果，PWM比较器PCMPl的输出信号QP的脉 冲宽度变大，且主晶体管Tl的导通期变长。另一方面，当输出电压Vo变 高时，参考电压Vel和电压Vd之间的电压差变小，且差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压变低。结果，PWM比较器PCMP1的输出信号QP 的脉冲宽度变小，且主晶体管Tl的导通期变短。如上所述，在DC-DC变 换器CNV1的恒压操作时间内，可以通过控制主晶体管Tl的导通期和断 开期之比来调整输出电压Vo。此外，在DC-DC变换器CNV1的恒流操作时间内，输出电流处于接 近额定值的状态，且电压放大器AMP放大电流测量电阻器RS两端的电压 差所得的电压Vc处于接近参考电压Ve2的状态。另一方面，输出电压Vo 处于远小于额定值的状态，且电阻器Rl、 R2划分输出电压Vo所得的电 压Vd处于远小于参考电压Vel的状态。因此，差错放大器ERA1的输出 信号DF1的电压增加到三角波信号TW的电压最大值。PWM比较器 PCMP1将差错放大器ERA1的输出信号DF1和差错放大器ERA2的输出 信号DF2中电压较低的那个与三角波信号TW相比较，因此，差错放大器 ERA1的输出信号DF1不参与PWM比较器PCMP1的操作。结果，在DC-DC变换器CNV1的恒流操作时间内，PWM比较器 PCMP1在差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压高于三角波信号TW 的电压时将输出信号QP设为高电平，在差错放大器ERA2的输出信号 DF2的电压低于三角波信号TW的电压时将输出信号QP设为低电平，如 图6所示。因此，当差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压变低时， PWM比较器PCMP1的输出信号QP的脉冲宽度变小；当差错放大器 ERA2的输出信号DF2的电压变高时，PWM比较器PCMP1的输出信号 QP的脉冲宽度变大。如上所述，在DC-DC变换器CNV1的恒流操作时间 内，PWM比较器PCMP1生成脉冲宽度与差错放大器ERA2的输出信号 DF2的电压成比例的输出信号QP。当输出电流变小时，参考电压Ve2和电压Vc (电压放大器AMP放大 电流测量电阻器RS两端的电压差所得的电压)之间的电压差变大，且差 错放大器ERA2的输出信号DF2的电压变高。结果，PWM比较器PCMP1 的输出信号QP的脉冲宽度变大，且主晶体管Tl的导通期变长。另一方 面，当输出电流变大时，参考电压Ve2和电压Vc之间的电压差变小，且 差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压变低。结果，PWM比较器PCMP1的输出信号QP的脉冲宽度变小，且主晶体管Tl的导通期变短。 如上所述，在DC-DC变换器CNV1的恒流操作时间内，可以通过控制主 晶体管T1的导通期和断开期之比来调整输出电流。电压发生器E3生成参考电压Ve3。电压比较器VCMP在同相输入引 脚处接收差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压，在反相引脚处接收参 考电压Ve3。因此，电压比较器VCMP在差错放大器ERA1的输出信号 DF1的电压高于参考电压Ve3时将输出信号SET设为高电平，在差错放大 器ERA1的输出信号DF1的电压低于参考电压Ve3时将输出信号SET设 为低电平。触发器FF1响应于DC-DC变换器CNV1的开始请求和停止请 求变为复位(reset)状态，响应于电压比较器VCMP的输出信号SET的 上升跳变(从低电平到高电平的跳变)变为置位(set)状态。因此，触发 器FFl的输出信号/QF响应于DC-DC变换器CNV1的开始请求和停止请 求被设为高电平，响应于电压比较器VCMP的输出信号SET的上升跳变 被设为低电平。当具有上述结构的DC-DC变换器CNVl启动时，开关电路SW1A转 为导通状态，开关电路SW1B转为断开状态，然后软启动电容器CSl被恒 流电路II充电，且软启动电容器CS1生成的电压Vsl从"0"(零)伏开 始逐渐增加。电压Vsl被提供到差错放大器ERA1的第二同相输入引脚， 因此，输出电压Vo在电压Vsl低于参考电压Vel的时间段期间由电压 Vsl限定。此外，当DC-DC变换器CNVl启动时，开关电路SW2A转为导通状 态且软启动电容器CS2被恒流电路12充电。但是，因为触发器FFl被初 始化为复位状态且触发器FFl的输出信号/QF被设为高电平，所以开关电 路SW2B保持导通状态。因此，软启动电容器CS2生成的电压Vs2保持在 接近"0"(零)伏的状态。电压Vs2被提供到差错放大器ERA2的第二 同相输入引脚，因此，输出电流在电压Vs2低于参考电压Ve2的时间段期 间由电压Vs2限定。结果，输出电压Vo被控制为从"0"(零)伏开始逐 渐增加，且输出电流被控制为保持在接近"0"(零)安的状态。当DC-DC变换器CNV1的负载为二次电池BTR时，输出电压Vo随着软启动电容器CS1生成的电压Vsl的增加而逐渐增加，但输出电流保持 为"0"(零)安。即使电压Vsl增加，在输出电压VO达到二次电池BTR的电压之前，电流测量电阻器RS两端之间的电压差也为"0"(零) 伏，且电压放大器AMP放大电流测量电阻器RS两端之间的电压差所得的 电压Vc也为"0"(零)伏。但是，软启动电容器CS2的电压处于接近 "0"(零)伏的状态，所以差错放大器ERA2的输出信号DF2不参与 PWM比较器PCMPl的操作。但是，差错放大器ERA2的输出信号DF2的 电压处于接近差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压的状态。当输出电压Vo增加到高于二次电池BTR的电压时，输出电流开始流 动，且二次电池BTR的充电开始。DC-DC变换器CNV1执行恒压操作， 因此，负责控制输出电压Vo的差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压 在电压Vsl低于参考电压Vel的时间段期间增加。但是，PWM比较器 PCMPl的输出信号QP、 /QP的脉冲宽度受负责控制输出电流的差错放大 器ERA2的输出信号DF2的电压的控制，因此避免了输出电压Vo的增 加。另一方面，软启动电容器CS1生成的电压Vsl也增加，因此，差错放 大器ERA1的输出信号DF1的电压迅速增加以达到三角波信号TW的电压 最大值。当差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压达到三角波信号TW的电 压最大值且变得高于参考电压Ve3时，电压比较器VCMP的输出信号 SET从低电平移至高电平。因此，触发器FF1变为置位状态，触发器FFl 的输出信号/QF被设为低电平，从而，开关电路SW2B转为断开状态。当 开关电路SW2B转为断开状态时，软启动电容器CS2被恒流电路12充 电，且软启动电容器CS2生成的电压Vs2逐渐增加。结果，DC-DC变换 器CNV1的输出电流从接近"0"(零)安的状态逐渐增加到额定值。因 此，避免了 DC-DC变换器CNV1的启动时刻的涌入电流。图7示出本发明的第一比较示例。顺便说一下，在说明本发明的第一 比较示例之前，与本发明的实施例(图4)所描述的元件相同的元件用与 本发明的实施例使用的相同的参考标号表示，从而不给出详细说明。本发明的第一比较示例的DC-DC变换器CNVla通过去掉软启动电容器CS2以及用控制电路CTLla替换DC-DC变换器CNV1 (图4)中的控 制电路CTL1来配置。控制电路CTLla与控制电路CTU (图4)的不同 点一个是恒流电路12、开关电路SW2A、 SW2B、放电电阻器RD2、电压 发生器E3、电压比较器VCMP以及触发器FF1被去掉， 一个是差错放大 器ERA2在第二同相输入引脚处接收软启动电容器CS1生成的电压Vsl。当具有上述结构的DC-DC变换器CNV1启动时，开关电路SW1A转 为导通状态，开关电路SW1B转为断开状态，软启动电容器CS1被恒流电 路II充电，且软启动电容器CS1生成的电压Vsl从"0"(零)伏开始逐 渐增加。电压Vsl被提供到差错放大器ERA1的第二同相输入引脚，因 此，输出电压Vo在电压Vsl低于参考电压Vel的时间段期间由电压Vsl 限定。结果，输出电压Vo被控制为从"0"(零)伏幵始逐渐增加。此 外，电压Vsl还被提供到差错放大器ERA2的第二同相输入引脚，因此， 输出电流在电压Vsl低于参考电压Ve2的时间段期间由电压Vsl限定。结 果，输出电流被控制为从"0"(零)安开始逐渐增加。DC-DC变换器CNVla启动刚过后，差错放大器ERA1的输出信号 DF1的电压和差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压最小，且主开关晶 体管Tl的导通期最小。因此，避免了来自输入侧的涌入电流。之后，当 软启动电容器CS1生成的电压Vsl随着时间的流逝逐渐增加时，差错放大 器ERA1工作以逐渐增加输出电压Vo，且差错放大器ERA2工作以逐渐增 加输出电流。当电压Vsl变得高于参考电压Vel时，差错放大器ERA1放 大参考电压Vel和电压Vd (电阻器R1、 R2划分输出电压Vo所得电压) 之间的电压差以生成输出信号DF1。类似地，当电压Vsl变得高于参考电 压Ve2时，差错放大器ERA2放大参考电压Ve2和电压Vc (电压放大器 AMP放大电流测量电阻器RS两端之间的电压差所得电压)之间的电压差 以生成输出信号DF2。当DC-DC变换器CNVla的负载为二次电池BTR时，输出电压Vo随 着软启动电容器CS1生成的电压Vsl的增加而逐渐增加，但是输出电流保 持为"0"(零)安。电流测量电阻器RS两端之间的电压差即使在电压 Vsl增加时也为"0"(零)伏，且电压放大器AMP放大电流测量电阻器RS两端之间的电压差所得的电压Vc也为"0"(零)伏。因此，差错放 大器ERA2的输出信号DF2的电压也增加，且差错放大器ERA2的输出信 号DF2不参与PWM比较器PCMP1的操作。当输出电压Vo增加到高于二次电池BTR的电压时，输出电流开始流 动，且二次电池BTR的充电开始。DC-DC变换器CNVla执行恒压操作， 且差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压在电压Vsl低于参考电压Vel 的时间段期间增加。因此，输出电压Vo也增加，且二次电池BTR的充电 电流(输出电流)迅速增加，从而生成涌入电流。另一方面，差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压也在本阶段期间 保持为三角波信号TW的电压最大值。但是，二次电池BTR充电的开始 导致电流测量电阻器RS两端之间生成电压差，且电压Vc从"0"(零) 伏开始增加。此时，软启动电容器CS1生成的电压Vsl不是"0"(零) 伏而是处于达到高电压的状态，因此，即使输出电流迅速增加，差错放大 器ERA2的输出信号DF2的电压也不迅速减小。若电压Vsl低于参考电压 Vel，则差错放大器ERA1的输出信号DF1的电压也在本阶段期间增加。 结果，输出电压Vo也增加，二次电池BTR的充电电流(输出电流)更迅 速地增加，从而生成涌入电流。之后，差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压随着输出电流的增加 而减小，因此，DC-DC变换器CNVla从恒压操作转为恒流操作。此时， 不参与PWM比较器PCMP1操作的差错放大器ERA2的输出信号DF2的 电压远高于参与PWM比较器PCMP1操作的差错放大器ERA1的输出信 号DF1的电压，因此差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压变得低于 参与PWM比较器PCMP1操作的差错放大器ERA1的输出信号DF1的电 压所需要的时间(恒压操作到恒流操作的转移期)变得很长。在从恒压操 作到恒流操作的转移期内，因为DC-DC变换器CNVla处于不受控状态， 所以持续生成涌入电流。因此有必要縮短从恒压操作到恒流操作的转移 期。如上所述，在本发明的第一比较示例中，存在这样的问题，即在DC-DC 变换器CNVla的启动时间内，长时间存在不受控状态直至差错放大器 ERA1的输出信号DF1的电压与差错放大器ERA2的输出信号DF2的电压之间的大小关系转变，且生成涌入电流。图8示出本发明的第二比较示例。顺便说一下，在说明本发明的第二比较示例之前，与本发明的实施例(图4)所描述的元件相同的元件用与本发明的实施例使用的相同的参考标号表示，从而不给出详细说明。本发明的第二比较示例的DC-DC变换器CNVlb通过用控制电路 CTLlb替换DC-DC变换器CNV1 (图4)中的控制电路CTL1来配置。控 制电路CTLlb与控制电路CTLl (图4)的不同点一个是电压发生器E3、 电压比较器VCMP和触发器FF1被去掉， 一个是提供了开关电路SW3B 而不是开关电路SW2B。同开关电路SW1B—样，开关电路SW3B响应于 DC-DC变换器CNVlb的停止请求转为导通状态，响应于DC-DC变换器 CNVlb的开始请求转为断开状态。具有上述结构的DC-DC变换器CNVlb 的操作与DC-DC变换器CNVla (图7)相同。因此，同本发明第一比较 示例中描述的一样，本发明的第二比较示例中也存在涌入电流的问题。在本发明的上述实施例中，对应于差错放大器ERA1提供第一软启动 控制电路(软启动电容器CS1等)，对应于差错放大器ERA2提供第二软 启动控制电路(软启动电容器CS2等)，且根据DC-DC变换器CNVl的 启动时间内从恒压操作到恒流操作的转变来启动第二软启动控制电路。结 果，可以縮短从恒压操作到恒流操作的转移期，并通过消除DC-DC变换 器CNV1的不受控状态来保证避免涌入电流。顺便说一下，在上述实施例中，描述了本发明应用于开关方法中的 DC-DC变换器的示例，但本发明不限于这类实施例。例如，本发明可应用 于线性调节器方法中的DC-DC变换器。在上述实施例中，描述了本发明 应用于降压型DC-DC变换器的示例，但本发明不限于这类实施例。例 如，本发明可应用于升压型DC-DC变换器或升压/降压型DC-DC变换 器。此外，在上述实施例中，描述了本发明应用于通过控制二次电池正极 电压来给二次电池充电的DC-DC变换器(充电电路)的示例，但本发明 不限于这类实施例。例如，本发明可应用于通过控制二次电池的负极电压 和控制二次电池正负极之间施加的电压来给二次电池充电的DC-DC变换器(充电电路)。另外，在上述实施例中，描述了 DC-DC变换器通过半导体设备来实 现的示例，但本发明不限于这类实施例。例如，DC-DC变换器可通过组件 (印刷线路板等)来实现。在上述实施例中，描述了本发明应用于使用 DC-DC变换器的充电电路和二次电池在便携电子设备上分开安置的情况， 但本发明不限于这类实施例。例如，本发明可应用于由使用DC-DC变换 器的充电电路和二次电池配置的二次电池组被安置在便携电子设备上的情 况。从详细说明中可以理解实施例的很多特征及优点，因此，所附权利要 求旨在涵盖实施例的落入权利要求的真实精神和范围内的所有这类特征和 优点。另外，因为本领域技术人员容易想到多种修改和变更，所以不希望 将本发明实施例限制在已说明和描述的确切构造和操作上，因此可以采取 落入本发明范围内的所有合适的修改及其等同物。
权利要求
1.一种DC-DC变换电路，该电路的输出由多个控制信号控制，所述电路包括多个控制信号生成电路，每个控制信号生成电路对应于所述多个控制信号中的每一个，并基于多个输出值中的相应输出值生成所述多个控制信号中的相应控制信号；多个软启动控制电路，每个软启动控制电路对应于所述多个控制信号中的每一个，并在所述DC-DC变换电路启动时控制所述多个控制信号中的相应控制信号的变化；以及启动控制电路，该启动控制电路在所述DC-DC变换电路启动时根据参与输出控制的控制信号的变化来指示相应的软启动控制电路开始工作。
2. 根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其中 所述多个控制信号生成电路中的每一个包含差错放大器，所述差错放大器放大第一和第二参考电压中较低的电压与从相应输出值获得的电压之 间的电压差，并生成所述相应控制信号，并且所述多个软启动控制电路中的每一个响应于所述启动控制电路的开始 工作的指示来从低于所述第一参考电压的电压增大相应控制信号生成电路 的所述第二参考电压。
3. 根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其中所述多个控制信号包括控制输出电压恒定的控制信号和控制输出电流 恒定的控制信号。
4. 根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其中所述DC-DC变换电路被用作给二次电池充电的充电电路。
5. 根据权利要求1所述的DC-DC变换电路，其中 所述DC-DC变换电路使用半导体器件来配置。
6. —种被应用于DC-DC变换电路的DC-DC变换控制电路，所述DC-DC 变换电路的输出由多个控制信号控制，所述DC-DC变换控制电路包 括多个控制信号生成电路，每个控制信号生成电路对应于所述多个控制 信号中的每一个，并基于多个输出值中的相应输出值来生成所述多个控制 信号中的相应控制信号；多个软启动控制电路，每个软启动控制电路对应于所述多个控制信号中的每一个，并在所述DC-DC变换电路启动时控制所述多个控制信号中 的所述相应控制信号的变化；以及启动控制电路，该启动控制电路在所述DC-DC变换电路启动时根据 参与输出控制的控制信号的变化来指示相应的软启动控制电路开始工作。
7. 根据权利要求6所述的DC-DC变换控制电路，其中 所述多个控制信号生成电路中的每一个包含差错放大器，所述差错放大器放大第一和第二参考电压中较低的电压与从相应的输出值获得的电压 之间的电压差，并生成相应的控制信号，并且所述多个软启动控制电路中的每一个响应于所述启动控制电路的开始 工作的指示来从低于所述第一参考电压的电压增大相应控制信号生成电路 的所述第二参考电压。
8. 根据权利要求6所述的DC-DC变换控制电路，其中 所述多个控制信号包括控制输出电压恒定的控制信号和控制输出电流恒定的控制信号。
9. 一种被应用于DC-DC变换电路的DC-DC变换控制方法，所述DC-DC 变换电路的输出由多个控制信号控制，所述DC-DC变换控制方法包 括对于所述多个控制信号中的每一个，基于多个输出值中的相应输出值 来生成控制信号；对于所述多个控制信号中的每一个，在所述DC-DC变换电路启动时 控制所述控制信号的变化；以及在所述DC-DC变换电路启动时根据参与输出控制的控制信号的变化 来指示针对相应控制信号的软启动控制过程的开始。
10，根据权利要求9所述的DC-DC变换控制方法，其中对于所述控制信号生成过程中的多个控制信号中的每一个，通过放大第一和第二参考电压中较低的电压与从相应的输出值获得的电压之间的电 压差来生成所述控制信号，并且在所述软启动控制过程中，对于所述多个控制信号中的每一个，响应 于启动控制过程的开始指示从低于所述第一参考电压的电压增大所述第二 参考电压。
11.根据权利要求9所述的DC-DC变换控制方法，其中 所述多个控制信号包括控制输出电压恒定的控制信号和控制输出电流 恒定的控制信号。
全文摘要
一种DC-DC变换电路通过包含多个控制信号生成电路、多个软启动控制电路和启动控制电路来配置。所述多个控制信号生成电路对应于多个控制信号，并基于多个输出值中相应的输出值来生成所述多个控制信号中相应的控制信号。所述多个软启动控制电路对应于所述多个控制信号，并在DC-DC变换电路启动时控制相应控制信号的变化。启动控制电路在DC-DC变换电路启动时根据参与输出控制的控制信号的变化来指示相应的软启动控制电路开始工作。
文档编号H02M3/155GK101247078SQ20081000829
公开日2008年8月20日 申请日期2008年2月15日 优先权日2007年2月16日
发明者小泽秀清, 长谷川守仁 申请人:富士通株式会社