专利名称：一种用于ups的基于llc的全桥零电压开关升压谐振变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及全桥电路，尤其是涉及一种用于UPS的基于LLC的全桥 零电压开关升压谐振变换器。
背景技术：
现有用于UPS的小功率电池模式电路大都采用推挽电路、半桥电路、 全桥电路等加上逆变电路一块构成主电路拓扑，整机效率一般为83% 87%，成本相对较高，DC/DC电路频率一般为40khz 50khz。由于半桥 LLC升压谐振变换器的谐振Q值偏大，电压随着频率的增加而降低的单调 性很差，难以在全范围实现开关管零电压导通(ZVS)，成为半桥电路设计 中的难点。而采用LLC全桥DC/DC电路的一次电源，DC/DC电路效率为 94%左右，其原边电流相对较小，且为单路输出的降压电路，利于谐振控 制。但是，如果将以上技术同时使用在UPS产品，需要将LLC应用在双 路母线输出的升压电路中，至今尚未见有类似电路的报导。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的不足，提出一种用于 UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振变换器，其不仅能提升整机效 率，而且能提高DC/DC电路频率，减小DC/DC变换模块主变压器的尺寸， 同时相应的减少成本。
本发明的技术问题通过以下技术方案予以解决。
这种用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振变换器，包括 电池、DC/DC变换模块和逆变电源(INV)模块，所述DC/DC变换模块 包括由开关管、主变压器、与主变压器连接的谐振器件组成的谐振变换电 路以及输出整流管，所述开关管与所述电池的输出端连接，所述与主变压 器串联的谐振器件连接在所述开关管与所述主变压器的原边线圈之间，所 述输出整流管的输入端与所述主变压器的副边线圈连接，所述输出整流管 的输出端与所述逆变电源模块的输入端连接。这种用于UPS的升压式LLC全桥电路的特点是
所述DC/DC变换模块中的谐振变换电路，是全桥LLC谐振变换电路， 包括由四个主开关管全桥式连接组成的开关桥、原边线圈并联有励磁电感 的主变压器、与主变压器连接的串联谐振电感、串联谐振电容，所述励磁 电感、串联谐振电感、串联谐振电容组成LLC谐振网络，所述LLC谐振 网络连接在开关全桥的两个输出端，所述主变压器的输出侧是由两组整流 二极管组成的同步全波整流电路，分别直接连接至两个共地线的输出电容 上，以便将所述电池通过变换挂接在双路输出的母线上，为逆变侧提供双 路的母线电压。
所述开关全桥采用驱动变压器驱动，驱动信号是固定占空比的互补信 号，控制四个主开关管轮流桥式导通，互补的驱动信号之间存在死区，通 过所述LLC谐振网络变换控制，实现开关管零电压导通。
本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决。 所述逆变电源模块是由两路MOS开关管、输出电感和滤波电容组成 的半桥拓扑逆变器，两路MOS开关管采用DSP数字发波实现正弦脉冲宽 度调制(Sinusoidal PWM，简称SPWM)调节输出电压，以便将双路直流 母线电压转换成交流正弦波电压，实现电路的逆变功能，而逆变电源模块 的输出和旁路的输出之间的不间断切换采用DSP控制继电器驱动。
所述全桥式LLC升压谐振变换电路采用稳双路输出电压的方式实行 谐振采样控制。
所述全桥LLC谐振变换电路是采用DSP数字控制的全桥LLC谐振变 换电路，采用DSP数字发波实现脉冲宽度调制(Pulse Wide Modulation, 简称PWM) /脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation,简称PFM)相
结合的控制方式。
所述全桥LLC谐振变换电路中与所述主变压器的原边线圈并联的电 感是集成在主变压器内的电感。
所述DC/DC变换模块中的开关管是N型沟道MOSFET。 所述用于UPS包括用于UPS电池升压电路。 本发明与现有技术对比的有益效果是
相对于半桥LLC升压谐振变换器而言，本发明的全桥LLC谐振变换 电路克服了半桥LLC升压谐振变换器由于谐振Q值偏大、单调性很差、难以在全范围实现开关管零电压导通的弊端，容易工作在最佳状态，所述 最佳状态是指工作频率稍小于谐振频率，主变压器原边侧的开关管零电压 导通，副边侧的整流二极管自然过零。而且工作频率可以提高到100khz 150khz，以提高电路效率，减小电磁元件的体积，降低成本。此外，由于
本发明电路的主变压器副边侧的整流二极管自然过零，损耗低，尖峰小，
有利于EMI的设计，可以省去推挽电路及普通全桥电路必须采用的吸收电 路，从而进一步简化电路和降低成本。本发明电路可以使用在UPS电池升 压电路中，制造各种高效率、低成本的小功率UPS产品，有很好的市场效 应。
下面结合具体实施方式
并对照附图对本发明进一步说明。
图1是本发明具体实施方式
的电路图2是图1的DC/DC变换模块的驱动电路；
图3是本发明具体实施方式
的电路的占空比D、输出电压DCVout与 电压采样转换后的电压Vloop的关系折线图。
具体实施例方式
如图1所示的一种用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振 变换器使用在UPS电池升压电路中，包括电池V1、 DC/DC变换模块和逆 变电源模块。
DC/DC变换模块包括由四个开关管Q5、 Q5A、 Q6、 Q6A全桥式连接 组成的开关桥、原边线圈并联有励磁电感Lm的主变压器Tl、与主变压器 Tl连接的串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr组成的全桥LLC谐振变换电 路以及输出整流管。
励磁电感Lm、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr组成的LLC谐振 网络连接在开关全桥的两个输出端，主变压器Tl的输出侧是由两组整流 二极管D5、 D6和D7、 D8组成的同步全波整流电路，分别直接连接至两 个共地线的输出电容Cl、 C2上，以便将电池VI通过变换挂接在双路输 出的母线上，为逆变侧提供双路的母线电压。
图2是图1的DC/DC变换模块的驱动电路，开关全桥采用驱动变压 器Tll 、 T12驱动。DSP送来的控制信号DRV—DISCHARGERJJP和 DRV—DISCHARGER—DOWN，经过由R32、 Q17、 Q15和R31、 016、 Q18组成的图腾柱放大电路分别送入驱动变压器Tll、 T12，经滤波电容Cll、 C12、 C13滤波的直流电压V12，是图腾柱三极管Q17、 Q15、 Q16、 Q18 的供电电源。驱动变压器Til产生两路互补的驱动信号,分别驱动开关管 Q5、 Q6，驱动变压器T12产生两路互补的驱动信号，分别驱动开关管Q5A、 Q6A ，其中，驱动开关管Q5A 、 Q6的两路驱动信号相同，驱动开关管 Q6A、 Q5的两路驱动信号相同，且开关管Q5A、 Q6与开关管Q6A、 Q5 两路互补，以保证开关管Q5A、 Q6同时导通，开关管Q5A、 Q6同时导 通；且开关管Q5A、 Q6与开关管Q5A、 Q6互补导通，控制全桥的桥臂四 个主开关管轮流桥式导通，互补的两路驱动信号之间存在死区，通过LLC 谐振网络变换控制，实现四个主开关管Q5、 Q5A、 Q6、 Q6A零电压导通。 逆变电源模块是由两路MOS开关管Q3、 Q4、输出电感L2和滤波电 容C3组成的半桥拓扑逆变器，两路MOS开关管Q3、 Q4采用DSP数字 发波实现正弦脉冲宽度调制(Sinusoidal PWM，简称SPWM)调节输出电 压，以便将双路直流母线电压转换成交流正弦波电压，实现电路的逆变功 能，而逆变电源模块的输出和旁路的输出之间的不间断切换采用DSP控制 继电器驱动。
全桥式LLC升压谐振变换电路采用稳双路输出电压实行谐振采样控 制。通过采样正负母线电压，与预先设置的基准电压比较，得出差异值， 再将此值经过运算得到采样反馈环路电压，送入DSP进行控制。
全桥LLC谐振变换电路是采用DSP数字控制的全桥LLC谐振变换电 路，采用DSP数字发波实现脉冲宽度调制(Pulse Wide Modulation,简称 PWM) /脉冲频率调制(Pulse Fr叫uency Modulation,简称PFM)相结合的 控制方式。
图3的上部分是本发明电路的占空比D与电压采样转换后的电压 Vloop的关系折线图；下部分是本发明电路的输出电压DCVout与电压采 样转换后的电压Vloop的关系折线图，图中横轴代表送至DSP的电压采样 转换后的电压Vloop。设DC/DC负载为RO。
1) 当Vloop从0V aV (其中a是采样反馈得环路电压得某一个值； 输出电压启动阶段，处于只调节占通比，不调频时的初始反馈环路电压值， 以下同)变化时，占空比为0，无输出；
2) 当Vloop从aV cV变化时，控制频率f不变，为f=fmax=250khz，占空比从5%变化到开始调频时的初始占通比DO;对于负载RO，输出从 OV变化到VI;全桥LLC谐振环路控制采用DSP数字发波实现PWM;
3) 当Vloop从cV bV变化时，控制频率与占空比同时变化占空比 从D0变化到50M满脉宽(未含死区，实际约为49%，以下相同)，导致输 出电压继续上升；同时，控制频率也从fmax减小到fD440khz，该变化也 导致输出电压的上升；当环路电压上升到bV时，占空比达到最大值50%， 输出电压上升为V2;全桥LLC谐振环路控制采用DSP数字发波实现PWM
+ PFM;
4) 当Vloop从bV 12V变化时，占空比不变，控制频率从fO下降到 fmin，输出电压继续上升，直至fH"min=85khz时，输出电压为V3;全桥 LLC谐振环路控制采用DSP数字发波实现PFM。
从图3中可以看出，Vloop与输出电压的关系为单调上升相关，所以 能够做到闭环控制。
本具体实施方式
电路的谐振频率为153khz时，工作频率为85khz 153khz，实际升压电路效率即整机电池模式效率测试值为95%左右，包括 电池和逆变电路在内的UPS整机效率为92%左右，优于业界现有的83°/。
87%。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替 代或明显变型，而且性能或用途相同，则应当视为属于本发明由所提交的 权利要求书确定的保护范围。
权利要求
1.一种用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振变换器，包括电池、DC/DC变换模块和逆变电源模块，所述DC/DC变换模块包括由开关管、主变压器、与主变压器连接的谐振器件组成的谐振变换电路以及输出整流管，所述开关管与所述电池的输出端连接，所述与主变压器串联的谐振器件连接在所述开关管与所述主变压器的原边线圈之间，所述输出整流管的输入端与所述主变压器的副边线圈连接，所述输出整流管的输出端与所述逆变电源模块的输入端连接，其特征在于所述DC/DC变换模块中的谐振变换电路，是全桥LLC谐振变换电路，包括由四个主开关管全桥式连接组成的开关桥、原边线圈并联有励磁电感的主变压器、与主变压器连接的串联谐振电感、串联谐振电容，所述励磁电感、串联谐振电感、串联谐振电容组成LLC谐振网络，所述LLC谐振网络连接在开关全桥的两个输出端，主变压器的输出侧是由两组整流二极管组成的同步全波整流电路，分别直接连接至两个共地线的输出电容上。
2. 按照权利要求1所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升 压谐振变换器，其特征在于所述开关全桥采用驱动变压器驱动，驱动信号是互补信号，控制四个 主开关管轮流桥式导通，互补的驱动信号之间存在死区，通过所述LLC谐 振网络变换控制，实现开关管零电压导通。
3. 按照权利要求1或2所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开 关升压谐振变换器，其特征在于所述逆变电源模块是由两路MOS开关管、输出电感和滤波电容组成 的半桥拓扑逆变器，两路MOS开关管采用DSP数字发波实现SPWM调节 输出电压。
4. 按照权利要求3所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升 压谐振变换器，其特征在于所述全桥式LLC升压谐振变换电路采用稳双路输出电压的方式实行 谐振采样控制。
5. 按照权利要求4所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振变换器，其特征在于所述全桥LLC谐振变换电路是采用DSP数字控制的全桥LLC谐振变 换电路，采用DSP数字发波实现PWM/PFM相结合的控制方式。
6. 按照权利要求5所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升 压谐振变换器，其特征在于所述全桥LLC谐振变换电路中与所述主变压器的原边线圈并联的电 感是集成在主变压器内的电感。
7. 按照权利要求6所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升 压谐振变换器，其特征在于所述DC/DC变换模块中的开关管是N型沟道MOSFET。
8. 按照权利要求7所述的用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升 压谐振变换器，其特征在于所述用于UPS包括用于UPS电池升压电路。
全文摘要
本发明公开了一种用于UPS的基于LLC的全桥零电压开关升压谐振变换器，其特征在于DC/DC变换模块中的谐振变换电路是全桥LLC谐振变换电路，包括由四个主开关管全桥式连接组成的开关桥、原边线圈并联有励磁电感的主变压器、与主变压器连接的串联谐振电感、串联谐振电容，励磁电感、串联谐振电感、串联谐振电容组成LLC谐振网络，该网络连接在开关全桥的两个输出端，主变压器的输出侧是由两组整流二极管组成的同步全波整流电路，分别直接连接至两个共地线的输出电容上。本发明克服了难以在全范围实现开关管零电压导通的弊端，容易工作在最佳状态，实际升压电路效率测试值为95％左右，还减小电磁元件的体积，简化电路和降低成本。
文档编号H02J7/02GK101685980SQ20081016855
公开日2010年3月31日 申请日期2008年9月27日 优先权日2008年9月27日
发明者冯尚民, 林清森, 肖学礼 申请人:力博特公司