专利名称：开关变换器的同步整流驱动电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及开关变换器，尤其是涉及一种开关变换器的同步整流驱动 电路。
背景技术：
同步整流技术是低压大电流开关变换器的关键技术，在开关变换器的副边
(次级)，采用同步整流MOS晶体管(MOSFET)来代替肖特基(Schottky) 二极管进行整流，能够有效减小通态损耗，提高开关变换器的效率。然而，对 于同步整流技术而言，关键在于其驱动电路的性能。目前常用的同步整流驱动 方式有自驱、他驱或两者相结合，由于自驱具有成本低廉的优势，因而得到最 为广泛的应用。
如图1所示，在现有自驱动方式中使用最多的是耦合磁路绕组自驱动。但 在低压大电流开关变换器中，耦合磁路中的漏感会引起电压幅值过高且波形振 荡的驱动电压尖峰,.不但影响效率，而且在输出电压短路等极限情况下，,甚至 会损坏器件，不利于其它参数的最优设计。自驱动方式中耦合磁路绕组自驱动 的一个具体驱动波形如图2所示。
通常解决这种驱动电压尖峰幅值过高且波形震荡的方法是把同步整流驱 动电路中的电阻设定为一个阻值较大且不变的电阻，如图1中的电阻R1和R8， 即提高驱动电路中的阻尼系数。但这样会使同步整流管的栅极驱动电压波形上 升沿变缓，同步整流管的体内二极管导通时间延长，增加了开关变换器的损耗； 而且，由于电阻R1和R8的阻值较大，在整个驱动期间，其损耗也很大，从 而进一步降低了幵关变换器的效率；此外，由于该电阻的功耗会显著增加，要 选用较大封装的电阻才能满足电阻的降额要求，因此就很难应用于一些对空间 要求很严的砖式模块电源中。在同类型电路中，还可采用如美国专利"一种应用于有源钳位变换器的同
步整流自驱动电路"(专利号- 5590032;
公开日期1996.12.31;权利人Lucent Technologies Inc.)所述的方式。为了解决驱动电压幅值过高以及尖峰等问题， 该专利采用MOSFET组成限幅电路，栅极接参考电压，源极作用于同步整流 管和同步续流管的栅极。这种方式由于没有从根本上解决问题，因此存在明显 的缺点由于耦合磁路漏感弓I起的电压幅值过高且波形振荡的驱动电压尖峰会 降在MOSFET的漏源极之间，故驱动损耗比较大，需选用功率和外型封装比 较大的器件，因而不但限制了该电路于空间要求比较小的场合的应用，而且由 于该同步整流驱动电路效率比较低，影响了整个电源的效率的提高。，
因此由耦合磁路漏感引起的电压幅值过高且波形振荡的驱动电压尖峰严 重影响该现有自驱动方式的同步整流驱动电路的通用性和广泛应用性。
实用新型内容
本实用新型要解决的技术问题在于，针对现有技术存在的上述不足，提供 一种可有效抑制驱动电路中驱动电压尖峰、限制驱动电压幅值并减小驱动损耗 的开关变换器的同步整流驱动电路，结构简单，效率高，通用性强，便于广泛 应用。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是:提供一种开关变换器的 同步整流驱动电路，包括主变压器以及设于该主变压器副边的驱动绕组和同^ 整流电路，该同步整流驱动电路还于所述驱动绕组与所述同步整流电路之间连 接有反向并联的两组二极管。
所述两组二极管各包括一个二极管。
所述两组二极管中一组二极管包括一个二极管，另一组二极管包括多个串 联的二极管。
所述两组二极管各包括多个串联的二极管。 所述驱动绕组为所述主变压器的副边主绕组。 所述驱动绕组为设于所述主变压器副边的辅助绕组。 所述同步整流电路包括同步整流管、同步续流管以及第一MOS晶体管和第二 MOS晶体管，其中所述同步整流管和同步续流管为MOS晶体管；所述
两组二极管的一端连接至所述驱动绕组的同名端，另一端连接至所述同步整流
管的栅极和所述第二MOS晶体管的栅极；该同步整流管的栅极连接至所述第
一 MOS晶体管的漏极，源极连接至所述第一 MOS晶体管的源极；所述同步 续流管的栅极连接至所述第二 MOS晶体管的漏极和所述驱动绕组的异名端， 源极连接至所述所述第二 MOS晶体管的源极并与所述同步整流管的源极相 连；所述第一MOS晶体管的栅极连接至所述驱动绕组的异名端。
所述驱动绕组为设于所述主变压器副边的辅助绕组；所述同步整流管的漏 极连接至所述主变压^副边主绕组的异名端，所述同步续流管的漏极连接至所 述主变压器副边主绕组的同名端。
所述两组二极管与所述第二 MOS晶体管的栅极之间以及所述第一 MOS 晶体管的栅极与所述驱动绕组的异名端之间分别设有电阻。
本实用新型通过在主变压器副边的驱动绕组与同步整流电路之间设置反 向并联的两组二极管，使得同步整流管的栅极驱动电压有一个很快上升的过 程，避免由于同步整流管的体内二极管导通时间过长造成额外的损耗；而且， 在同步整流管驱动电压上升的过程中，驱动电路中的电流从最大值逐渐衰减到 最小值，而导通的二极管的等效直流电阻阻值从最小值逐渐增大到最大值，因 此在该等效直流电阻上的损耗相对较小，从而提高了开关变换器的效率;此外， 当二极管的等效直流电阻阻值从最小值逐渐增大到最大值的过程中，即在同步 整流管驱动电压上升阶段，驱动电路中的阻尼系数也由最小值逐渐增加到最大 值，故有效抑制了驱动电路中驱动电压尖峰，限制了驱动电压幅值，相应减小 了驱动损耗。因此，整个同步整流驱动电路的损耗相对较小，驱动电路中器件 的封装可选用小型号的封装。由此可见，本实用新型可有效抑制驱动电路中驱 动电压尖峰、限制驱动电压幅值并减小驱动损耗，而且结构简单，成本低，效 率高，通用性强，便于广泛应用。
下面将结合附图及实施M"厨本实用新型作进一步说明。
图1是现有的耦合磁路绕组自驱动式同步整流驱动电路的电路原理图。 图2是图1中的同步整流管的驱动电压波形图。
图3是本实用新型的同步整流驱动电路主变压器副边的等效原理图。 图4是二极管正向偏置时的伏安特性曲线示意图。
图5是本实用新型的同步整流驱动电路的同步整流管驱动电路等效模型 原理图。
图6是本实用新型的同步整流驱动电路一具体实施例的电路原理图。 图7是图6中的同步整流管的驱动电压波形图。
具体实施方式
本实用新型开关变换器的同步整流驱动电路包括主变压器以及设于该主 变压器副边的驱动绕组和同步整流电路，该驱动绕组与同步整流电路之间连接 有反向并联的两组二极管，每组二极管可包括一个二极管或多个串联的二极 管。
如图3所示，为本实用新型开关变换器的同步整流驱动电路主变压器副边 的等效原理图。同步整流驱动电路于其主变压器副边设有与主变压器耦合的驱 动绕组Nsd、同步整流电路以及连接于驱动绕组Nsd与同步整流电路之间的第 一二极管D1和第二二极管D2。其中，第一二极管D1和第二二极管D2反向 并联并连接于驱动叙纟且Nsd的同名端与同步整流电路之间，用于调节驱动电 路的阻尼系数。即，第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极以及驱动 绕组Nsd的同名端连接，阴极与第二二极管D2的阳极以及同步整流电路连接。 该同步整流电路包括同步整流管、同步续流管以及第一 MOS晶体管Q3和第 二 MOS晶体管Q4。图3中，电容C2为同步整流管的门极等效电容，电容 C3为同步续流管的门极等效电容，等效电阻R2与电容C2并联，等效电阻 R3与电容C3并联；网络名FW一G代表同步整流管的栅极，网络名FR一G代 表同步续流管的栅极；同步整流管和同步续流管的源极连在一起，其网络名均 为SYN—GND。第一二极管D1的阴极连接至同步整流管的栅极FW—G，该同 步整流管的栅极FW_G连接至第一 MOS晶体管Q3的漏极和第二 MOS晶体管Q4的栅极，源极SYN_GND连接至第一 MOS晶体管Q3的源极；同步续 流管的栅极FR一G连接至第二 MOS晶体管Q4的漏极和第一 MOS晶体管Q3 的栅极，源极SYN一GND连接至第二 MOS晶体管Q4的源极；第一 MOS晶 体管Q3的栅极连接至所述驱动绕组Nsd的异名端。
第一、第二 MOS晶体管Q3和Q4 —般选用栅极开启电压较小的MOS晶 体管，主要用于调节同步整流管与同步续流管之间的死区时间(DeadTime), 防止同步整流管和同步续流管的共通。
由于第一、第二二极管D1、 D2为非线性元件，正向偏置时，其两端的等 效直流电阻与流经的电流为非线性关系(注二极管的直流电阻也称静态电阻， 等于静态工作点处对应的电压U与电流I的比值)，因此可动态地调整驱动电 路的阻尼系数。如图4所示，为二极管被正向偏置时的伏安特性示意图。当二 极管被正向偏置时，其两端的等效直流电阻如图4中OA段所示当流过二极 管的电流较大时，其等效直流电阻较小，驱动电路的阻尼系也较小，如图4 中A点所示；当流过二极管的电流较小时，其等效直流电阻较大，驱动电路 的阻尼系数也较大，如图4中B点所示。这样，不仅能够满足令驱动电压波 形快速上升的要求，还能够有效抑制耦合磁路漏感引起的电压幅值过高且波形 振荡的驱动电压尖峰；同时，二极管等效直流电阻的损耗相对较小，从而提高 了开关变换器的效率。
进一步进行说,明，耦合主变压器的驱动绕组Nsd可等效为一个阶跃信号 源S和一个电感Lr串联，如图5所示，该电感Lr主要是驱动绕组Nsd耦合主 变压器的漏感。当主变压器的同名端为正时，可将驱动绕组Nsd、第一二极管 Dl与同步整流管的门极等效电容C2 —起等效为LCR串联电路，如图5所示。 其中，电阻Rdl为第一二极管D1正向偏置时的等效直流电阻(此时第二二极 管D2为反向偏置，在电路中视其为开路)，该电阻Rdl为非线性电阻，其阻 值随流过第一二极管Dl的电流非线性变化；电感Lr主要代表驱动绕组Nsd 耦合主变压器的漏感，等效电阻R2—般取值很大，可近似为开路(以下类同)。
本领域的普通技术人员明白，阶跃信号作用于LCR串联的二阶电路时， 如果二阶电路为欠阻尼时，其输出电压(同步整流管门极等效电容C2上的电压及同步整流管的栅极驱动电压)的瞬态分量是一个幅值按指数规律衰减的阻 尼正弦振荡，稳态时其电压幅值等于阶跃输入信号的幅值。由此可知，普通的 同步整流驱动电路采用的耦合磁路绕组自驱动电路产生幅值过高的电压尖峰 的根本原因是驱动电路中的阻尼状态为欠阻尼。
结合图5对本实用新型进行理论分析，假定在TO时刻阶跃信号开始作用， 则在等效电容C2上的电压即同步整流管驱动电压上升到稳态值之前，驱动电 路中的电流将经历由最大值逐步衰减到最小值的过程，对应的第一二极管Dl 正向偏置时的等效直流电阻Rdl的阻值经历由最小值逐渐增大到最大值的过 程，即在等效电容C2电压的上升阶段，驱动电路中的阻尼系数也由最小值逐 渐增加到最大值。其优点为1)使得同步整流管的栅极驱动电压有一个很快 上升的过程，避免由于同步整流管的体内二极管导通时间过长造成额外的损 耗；2)在等效电容C2上的电压上升的过程中，驱动电路中的电流是从最大 值逐渐衰减到最小值，而第一二极管D1的等效直流电阻Rdl阻值是从最小值 逐渐增大到最大值，因此在该等效直流电阻Rdl上的损耗相对较小；3)有效 抑制了驱动电路中驱动电压尖峰，限制了驱动电压幅值，相应减小了驱动损耗。 故整个同步整流驱动电路的损耗相对较小，驱动电路中器件的封装可选用小型 号的封装。
同理，当主变压器的异名端为正时，上述过程同样成立。
本实用新型也可根据具体应用在电路中设置多个第一二极管Dl.和/或多 个第二二极管D2，例如，将多个第一二极管D1串联后再与一第二二极管D2 反向并联；或者，将多个第二二极管D2串联后再与一第一二极管D1反向并 联；亦或者，将多个第一二极管D1串联构成第一组二极管，将多个第二二极 管D2串联构成第二组二极管，再将第一组二极管与第二组二极管反向并联， 等等，以使该同步整流驱动电路获得满意的性能。
以下将本实用新型的同步整流驱动电路应用于单端有源钳位自驱动同步 整流变换器，进行具体说明。其中，同步整流驱动电路以采用一个第一二极管 Dl和一个第二二极管D2为例。
如图6所示，该同步整流驱动电路中驱动绕组采用设于主变压器Tl副边的辅助绕组Nsd实现，当然，如果信号幅值允许，也可以直接由主变压器T1 副边主绕组Ns来实现，并非必须采用独立的辅助绕组来实现。
主变压器Tl原边绕组Np —端接输入电源Vin，另一端接N沟道的主开 关管Q5的漏极和钳位电容Cc的一端，钳位电容Cc的另一端接P沟道的钳位 开关管Q6的漏极。开关管Q5和Q6的源极接输入地，栅极分别接入一对互 补导通和关断的驱动信号。当开关管Q5导通Q6关断时，主变压器Tl正向励 磁并同时向副边传递能量；当开关管Q6导通Q5关断时，钳位电容Cc上保持 的电压使主变压器T1复位；然后又是开关管Q5导通Q6关断，依次循环。
主变压器T1副边一侧，同步整流驱动电路于驱动绕组Nsd与同步整流电 路之间设有反向并联的第一二极管Dl和第二二极管D2。其中，同步整流电 路包括同步整流管Q1、同步续流管Q2、第一、第二MOS晶体管Q3、 Q4以 及电阻R4、 R5、 R6、 R7。在本实施例中，同步整流管Ql和同步续流管Q2 均为MOS晶体管。具体而言，第一二极管D1的阳极与驱动绕组Nsd的同名 端以及第二二极管D2的阴极连接，阴极与第二二极管D2的阳极以及第一 MOS晶体管Q3的漏极连接。驱动绕组Nsd的异名端连接至同步续流管Q2的 栅极，并经电阻R7连接至第一 MOS晶体管Q3的栅极。第一 MOS晶体管 Q3的漏极和源极分别连接同步整流管Ql的栅极和源极。第二 MOS晶体管 Q4的栅极经电阻R6连接至第一二极管Dl的阴极，漏极和源极分别连接同步 续流管Q2的栅极和源极。同步整流管Ql的漏极连接至主变压器Tl副边主绕 组Ns的异名端，栅极经电阻R5连接至同步续流管Q2的源极，源极经电阻 R4连接至同步续流管Q2的栅极。同步续流管Q2的漏极连接至主绕组Ns的 同名端，源极连接至同步整流管Q1的源极。(由于电阻R4和R5—般取值都 很大，为便于下面的分析，视其为开路。)
当开关管Q5导通Q6关断时，主变压器Tl正向励磁同时通过副边绕组 输出能量，主变压器T1的各个绕组的同名端为正，驱动绕组Nsd的输出电流 有两个路径先通过第一二极管D1后， 一是流经电阻R6给第二MOS晶体管 Q4的栅源极充电，然后通过第一MOS晶体管Q3的源栅极、电阻R7和同步 续流管Q2的源栅极并联通路后回到驱动绕组Nsd的异名端，使第二 MOS晶体管Q4导通，同步续流管Q2、第一 MOS晶体管Q3关断；二是对同步整流 管Ql的栅源极充电，然后通过第一MOS晶体管Q3的源栅极、R7和同步续 流管Q2的源栅极并联通路后回到驱动绕组Nsd的异名端，使第二 MOS晶体 管Q4、同步整流管Ql导通，同步续流管Q2、第一 MOS晶体管Q3关断。
当开关管Q6导通Q5关断时，主变压器Tl反向复位，驱动绕组Nsd感 应出反向电压，电流从驱动绕组Nsd的异名端流出，同理也有两条电流通路 一是流经电阻R7给第一 MOS晶体管Q3的栅源极充电，然后通过第二 MOS 晶体管Q4的源栅极、电阻R6和同步整流管Ql的源栅极并联通路后再通过 第二二极管D2回到驱动绕组Nsd的同名端，使第一 MOS晶体管Q3导通， 第二MOS晶体管Q4、同步整流管Q1关断；二是给同步续流管Q2的栅源极 充电，然后通过第二MOS晶体管Q4的源栅极、电阻R6和同步整流管Q1的 源栅极并联通路后再通过第二二极管D2回到驱动绕组Nsd的同名端，使同步 续流管Q2、第一 MOS晶体管Q3导通，第二 MOS晶体管Q4、同步整流管 Ql关断。
适当地选择电阻R6、 R7的阻值，可将同步整流管Ql、同步续流管Q2 之间的死区时间(DeadTime)调节为一个合理的值。
图6中所示上述同步整流驱动电路的同步整流管的驱动电压波形如图7 所示，由该图可见，该驱动电压尖峰己得到有效抑制，驱动电压幅值亦被有效 限制。
本实用新型可广泛应用于需抑制幅值过高的驱动电压尖峰的同步整流驱 动电路中。
以上通过实施例对本实用新型进行了说明，所提供的实施例仅作为示例， 并非因此限制本实用新型的实施范围。本技术领域的普通技术人员明白，..本实 用新型同样可应用于其它开关变换器中采用MOSFET整流的驱动电路中。凡 在不违背本实用新型的精神和内容所作的改进或替换，应被视为属于本实用新 型的保护范围。
权利要求1、一种开关变换器的同步整流驱动电路，包括主变压器以及设于该主变压器副边的驱动绕组和同步整流电路，其特征在于，还于所述驱动绕组与所述同步整流电路之间连接有反向并联的两组二极管。
2、 根据权利要求l所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述两组二 极管各包括一个二极管。
3、 根据权利要求l所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述两组二 极管中一组二极管包括一个二极管，另一组二极管包括多个串联的二极管。
4、 根据权利要求l所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述两组二 极管各包括多个串联的二极管。
5、 根据权利要求1至4中任一所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述驱动绕组为所述主变压器的副边主绕组。
6、 根据权利要求1至4中任一所述的同步整流驱动电路，.其特征在于， 所述驱动绕组为设于所述主变压器副边的辅助绕组。
7、 根据权利要求1至4中任一所述的同步整流驱动电路，其特征在于， 所述同步整流电路包括同步整流管、同步续流管以及第一MOS晶体管和第二 MOS晶体管，其中所述同步整流管和同步续流管为MOS晶体管;:所述两组二 极管的一端连接至所述驱动绕组的同名端，另一端连接至所述同步整流管的栅 极和所述第二 MOS晶体管的栅极;该同步整流管的栅极连接至所述第一 MOS 晶体管的漏极，源极连接至所述第一MOS晶体管的源极；所述同步续流管的 栅极连接至所述第二MOS晶体管的漏极和所述驱动绕组的异名端，源极连接 至所述所述第二MOS晶体管的源极并与所述同步整流管的源极相连；所述第 一MOS晶体管的栅极连接至所述驱动绕组的异名端。
8、 根据权利要求7所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述驱动绕 组为设于所述主变压器副边的辅助绕组；所述同步整流管的漏极连接至所述主 变压器副边主绕组的异名端，所述同步续流管的漏极连接至所述主变压器副边 主绕组的同名端。
9、根据权利要求7所述的同步整流驱动电路，其特征在于，所述两组二极管与所述第二 MOS晶体管的栅极之间以及所述第一 MOS晶体管的栅极与所述驱动绕组的异名端之间分别设有电阻。
专利摘要本实用新型涉及一种开关变换器的同步整流驱动电路，包括主变压器以及设于该主变压器副边的驱动绕组和同步整流电路。该同步整流驱动电路还于所述驱动绕组与所述同步整流电路之间连接有反向并联的两组二极管。本实用新型可有效抑制驱动电路中驱动电压尖峰、限制驱动电压幅值并减小驱动损耗，且结构简单，效率高，通用性强，便于广泛应用。
文档编号H02M7/217GK201222702SQ20082011593
公开日2009年4月15日 申请日期2008年6月4日 优先权日2008年6月4日
发明者兵 邓 申请人:瑞谷科技(深圳)有限公司