专利名称：三端口式交直流两用电源供应器的制作方法
技术领域：
本发明关于一种电源供应器，尤其关于一种三端口式交直流两用电源供应器。
背景技术：
便携式电子装置带给人们方便的移动生活，但仍碍于电量限制无法长时间使用，因此，必须在电力即将耗尽时，寻找市电电源，目前常见的笔记本电脑即是一例。此外，由于笔记本电脑以市电电源进行充电时，必须额外携带一 电源供应器，而此一 电源供应器通常具有一定的体积，携带上仍是一种负担。 因此，目前已有一种四端口式电源供应器，其除进一步提供一直流电源输入端口，以于无法取得市电时得与直流电源连接以将的作为替代工作电源之外，更进一步利用此电源供应器作为其它便携式电子装置的电源供应器，以将其效用发挥到最大。请参阅图11与图12所示，上述四端口式电源供应器包括双电源输入端及双电源输出端，所述四端口式电源供应器可供一笔记本电脑及一 USB装置使用，并包括一交直流转换电路51、一第一直流转换电路52及一第二直流转换电路53 ;其中所述交直流转换电路51又包括一输入端511、一全波整流电路512、一功率因数校正电路513及一反驰式直流转换电路514及一输出端515，以将一交流电源整流滤波并降压后输出一中压直流电源(例如19伏特)至所述输出端515，故当笔记本电脑连接至输出端515，即可取得工作电源；另所述第一直流转换电路52以其输入端521连接所述交直流转换电路51的输出端515，以取得所述中压直流电源，并将之降压为一低压直流电源后输出至其一输出端522，当一 USB装置连接至所述第一直流转换电路52的输出端522时即可取得工作电源；又所述第二直流转换电路53的一输出端531连接所述交直流转换电路51的输出端515，而一输入端532则供一外部直流电源(例如取自车用点烟器的车用电源，约12至16伏特)连接，如此一来，所述第二直流转换电路53即可将所述外部直流电源升压至中压直流电源后，由所述交直流转换电路51的输出端515输出，或是经所述第一直流转换电路52转换后由所述第一直流转换电路52的输出端522输出。 因此，所述四端口式电源供应器即可使用交流电源或直流电源，并提供二组不同电压的直流电源，其仍有以下缺点 1.由于必须使用两个直流转换电路52、53，不论使用交流电源或直流电源供电，均有二个以上的电源电路运作因此不但成本较高，且整体电源供应器的体积及耗电量亦必然增加，造成携带及使用不方便。 2.由于在无法取得交流市电的环境下，例如车上，要同时使用笔记本电脑及USB装置的机会较低，因此所述四端口式电源供应器以外部直流电源作为供电来源时，对USB装置供电的实际使用机会并不高，致使增设所述第一直流转换电路52的实际效益不如原设计目的。 因此，上述缺点仍有待进一步检讨，并谋求可行的改进方案。
发明内容
为减少直流转换电路的使用数目，但仍能令电源供应器于交流电源移除时可正常输出直流电源，本发明的主要目的在提供一种三端口式交直流两用电源供应器，其利用所述双向直流转换电路即可达成使用单一直流转换电路，令本电源供应器可于交流电源移除时，仍得正常输出直流电源。 为达成前述目的所采取的主要技术手段令前述三端口式交直流两用电源供应器包括 —交直流转换电路，具有一输入端和一输出端，其中所述输入端连接一交流电源，由所述交直流转换电路将所述交流电源整流滤波并降压后，由所述输出端输出一中压直流电源； —双向直流转换电路，其具有一第一输入输出端及一第二输入输出端，其中所述
第一输入输出端连接所述交直流转换电路的输出端，当取得所述交直流转换电路输出中压
直流电源时，所述双向直流转换电路将所述中压直流电源转换为一低压直流电源后，由所
述第二输入输出端输出；又当未取得所述交直流转换电路输出的中压直流电源，且所述第
二输入输出端取得一外部直流电源时，则所述双向直流转换电路反向将所述外部直流电源
转换成一中压直流电源，并由所述第一输入输出端输出至所述交直流转换电路的输出端。 利用上述技术手段，本发明仅需使用单一双向直流转换电路，而其第二输入输出
端不但可作为低压直流电源的输出端，亦可于交流电源移除时作为一外部直流电源的输入
端；如此一来，本电源供应器可以最简化电路及低成本实现交直流两用功能，即以单一双向
直流转换电路，于交流电源移除时，由同一直流转换电路对外部直流电源升压后，使本电源
供应器仍得正常输出中压直流电源。
图1是本发明的一较佳实施例的外观图。
图2是本发明的功能方块图。 图3是本发明中一双向直流转换电路的第一实施例的电路图。
图4是本发明中双向直流转换电路的第二实施例的电路图。
图5A是图4中一反馈选择器的电路图。 图5B是图4中一交换式直流转换电路的一脉冲宽度调制控制器、一交换式直流转
换电路的一线圈二次侧上的电压及反馈选择器的一选择输入端上的波形图。 图6是图4中一双输出脉冲宽度调制P丽控制器的第一开关控制端G2及第二开
关控制端G3的一输出波形图。 图7A至图7C是本发明中双向直流转换电路的第二实施例的降压操作模式图。
图8是图4中一双输出脉冲宽度调制P丽控制器的第一开关控制端G2及第二开关控制端G3的另一输出波形图。 图9A至图9C是本发明中双向直流转换电路的第二实施例的升压操作模式图。
图10是本发明中双向直流转换电路的第三实施例的电路图。
图11是现有具双电源输入端及双电源输出端的电源供应器的外观图。
图12是现有具双电源输入端及双电源输出端的电源供应器的功能方块图。
具体实施例方式
关于本发明三端口式交直流两用电源供应器，请参阅图1与图2所示，包括一交直流转换电路10及一双向直流转换电路20。 上述交直流转换电路10具有一输入端101和一输出端102，其中所述输入端101通过一插头103连接一交流电源，由所述交直流转换电路10将所述交流电源整流滤波并降压后，由所述输出端102输出一中压直流电源；又所述交直流转换电路10的一较佳实施例，包括 —全波整流电路ll，通过所述输入端101取得交流电源，并将取得的交流电源整流为一直流电源后输出； —功率因数校正电路12，连接所述全波整流电路11，并对所述全波整流电路11输出的直流电源进行功率因数校正；及 —交换式直流转换电路13，连接所述功率因数校正电路12，并对经所述功率因数校正电路12校正的直流电源降压后，向所述输出端102输出所述中压直流电源，例如若所述输出端102的输出对象是一笔记本电脑30，则所述中压直流电源约为19伏特；又所述交换式直流转换电路13的一较佳实施例为一反驰式(flyback)直流转换电路。
上述双向直流转换电路20具有一第一输入输出端201及一第二输入输出端202，其中所述第一输入输出端201连接所述交直流转换电路10的输出端102。又所述双向直流转换电路20如何依据交换式直流转换电路13是否输出中压直流电源，决定第一及第二输入输出端201、202作为为输入端或输出端，容后进一步详述。 当取得所述交直流转换电路10输出中压直流电源时，所述双向直流转换电路20将所述中压直流电源转换为一低压直流电源后，由所述第二输入输出端202输出，例如若所述第二输入输出端202的输出对象是一USB装置40，则所述低压直流电源约为5伏特；又当未取得所述交直流转换电路10输出的中压直流电源，且所述双向直流转换电路20是反向由所述第二输入输出端202取得一外部直流电源时，例如若所述第二输入输出端202连接车用点烟器40，故取得约12至16伏特的外部直流电源，经所述双向直流转换电路20转换为一中压直流电源后，由所述第一输入输出端201输出至所述交直流转换电路10的输出端102。 又请参阅图3所示，所述双向直流转换电路20包括
—输出电感Lout; —输出电容C3，连接所述输出电感Lout的一端；及 —第一电子开关S2，其可为MOS晶体管或BJT晶体管，此处是以MOS晶体管举例，其漏极连接所述交直流转换电路10的输出端102，源极连接所述输出电感Lout的另一端；
—第二电子开关S3，其可为M0S晶体管或BJT晶体管，此处以MOS晶体管举例，其漏极连接所述第一电子开关S2的源极及所述输出电感Lout，源极则连接所述输出电容
C3 ; —控制模块，具有一第一开关控制端G2、一第二开关控制端G3、一反馈选择检测端VFBS、一第一反馈端FB2及一第二反馈端FB3，于本实施例中所述控制模块是以一可编程处理器21为之，其中所述反馈选择检测端VFBS连接所述交直流转换电路10的一变压器T1的二次侧，以判断所述交直流转换电路10是否有电压输出，又所述第一开关控制端G2和第二开关控制端G3分别连接所述第一电子开关S2和第二电子开关S3的栅极，以分别控制第一电子开关S2和第二电子开关S3的导通周期，而所述第一反馈端FB2连接所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201，所述第二反馈端FB3连接所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202。 所述可编程处理器21依下列方式运作
1.顺向电源转换 若所述交直流转换电路10输出中压直流电源，则所述可编程处理器21可由所述反馈选择检测端VFBS得知，此时，即定义所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201作为输入端，而第二输入输出端202定义为输出端，并控制所述第一电子开关S2作为主动开关，所述第二电子开关S3作为同步整流开关，使所述第一 电子开关S2及第二电子开关S3交替地导通，如此所述双向直流转换电路20即构成一降压(buck)转换电路，将所述中压直流电源转换为低压直流电源，并配合所述第二反馈端FB3所取得所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202所输出的低压直流电源的电压准位变化，而通过调整输出予所述作为主动开关的第一电子开关S2的脉冲宽度，使输出的低压直流电源的电压准位维持稳定，以将中压直流电源降压为一稳定的低压直流电源后输出予USB装置40。
2.反向电源转换 当所述可编程处理器21通过所述反馈选择检测端VFBS判断所述交直流转换电路10并未输出中压直流电源时，则所述可编程处理器21即定义所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201作为输出端，而第二输入输出端202定义为输入端，并控制所述第二电子开关S3作为主动开关，所述第一 电子开关S2作为同步整流开关，使所述第一 电子开关S2及第二电子开关S3交替地导通，如此所述双向直流转换电路20即构成一升压(boost)转换电路，将所述外部直流电源转换为中压直流电源，再配合所述第一反馈端FB2所取得所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201所输出的中压直流电源的电压准位变化，而通过调整输出予所述作为主动开关的第二电子开关S3的脉冲宽度，使输出的中压直流电源的电压准位维持稳定，以将外部直流电源升压为一稳定的中压直流电源后通过第一输入输出端201及所述交直流转换电路10的输出端102输出予笔记本电脑30。
关于所述双向直流转换电路20的第二实施例，请参阅图4所示，其与前述第一实施例大致相同，不同之处在于，本实施例并非使用可编程处理器作为控制模块，而是使用一双输出脉冲宽度调制P丽控制器22、一整流二极管D2、一充电电容C2、一电阻Rl及一反馈选择器23组成所述控制模块。 所述双输出P丽控制器22具有所述第一开关控制端G2、所述第二开关控制端G3及进一步具有一反馈输入端FB4，较佳地，可使用编号TL494的集成电路IC作为所述双输出P丽控制器22 ;以TL494IC为例，一般双输出P丽控制器22通常可送出两个周期相同的输出信号，且根据直流转换电路的操作原理可知，所述两电子开关S2、 S3必定不能同时导通，故操作第一电子开关S2和第二电子开关S3导通的责任周期(duty cycle)最大只可能为50%;因此，若所述第一电子开关S2于顺向电源转换状态下，作为主动开关导通的责任周期小于50 % ，则所述第二电子开关S3必然不会与所述第一 电子开关S2交替地导通，故此时所述第二电子开关S3充其量只能称作整流开关，反之于反向电源转换状态下亦然。
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较佳地，假设所述中压直流电源为19伏特，所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202所欲输出的低压直流电源为5伏特，而所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202所取得外部直流电源的电压范围在12至16伏特(例如车内点烟器)之间，则依照降压电路及升压电路的输入电压、输出电压及主动开关导通关闭周期的关系式(降压电路t。n = V0UT/VIN ;升压电路l-t。n = VIN/V0UT)可知当所述双向直流转换电路20作为
降压电路用时，由于所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201作为输入端，第二输入输出端202作为输出端，故所述作为主动开关的第一电子开关S2的责任周期为5/19 =0. 26%;当所述双向直流转换电路20作为升压电路用时，所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201作为输出端，第二输入输出端202作为输入端，故所述作为主动开关的第二电子开关S3的责任周期原应为1-(12/19) =0.37%。因此，虽所述第一电子开关S2和第二电子开关S3的责任周期在50%以下，仍可将12至16伏特的外部直流电源升压制中压直流电源的19伏特。 所述整流二极管D2的阳极作为反馈选择检测端VFBS连接所述交直流转换电路10。 所述充电电容C2连接所述整流二极管D2的阴极。
所述电阻Rl与所述充电电容C2并联连接。 所述反馈选择器23具有一选择输入端Vin、所述第一反馈端FB2、所述第二反馈端FB3及一反馈输出端FB，其中所述选择输入端Vin连接所述充电电容C2及电阻Rl，所述第一反馈端FB2连接所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201，所述第二反馈端FB3连接所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202，所述反馈输出端FB连接所述双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4 ;请进一步参阅图5A所示，所述反馈选择器23可为一晶体管开关S4，其栅极作为所述选择输入端Vin，源极作为所述第一反馈端FB2和反馈输出端FB，而漏极作为所述第二反馈端FB3。 由于所述双输出P丽控制器22并不能判断究竟是否有交流电源输入本电源供应器，因此，由所述反馈选择器23判断并决定是提供第一或第二输入输出端的回馈电路予所述双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4。关于其工作原理，请进一步配合参阅图4与图5B所示 1.当交流电源正常输入本电源供应器时，所述交换式直流转换电路13的一P丽控制器自其一脉冲输出端G1输出方波以控制所述交换式直流转换电路13的一主动开关Sl工作时，所述交换式直流转换电路13的线圈Tl 二次侧上的电压约为于所述交换式直流转换电路13所输出的中压直流电源，而所述整流二极管D2、充电电容C2及电阻Rl则构成一整流电路，由所述交换式直流转换电路13的线圈Tl 二次侧上的电压对所述充电电容C2充饱(如图5B中介于时间t0至t4之间)，如此一来，所述充电电容C2所输出的电流流经所述电阻R1所形成的跨压，将输入图5A中晶体管S4的栅极(即反馈选择器23的选择输入端Vin)，使晶体管S4导通，故此时所述晶体管S4漏极(即反馈选择器23的第二反馈端FB3)所取得双向直流转换电路20的第二输入输出端202输出的低压直流电源将通过所述反馈输出端FB送至双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4，令所述双输出P丽控制器22得以通过调整输出予所述作为主动开关的第一电子开关S2的脉冲宽度，使输出的低压直流电源的电压准位维持稳定。
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2.当交流电源移除时，所述交换式直流转换电路13的P丽控制器即停止其脉冲输出端Gl输出方波，则所述交换式直流转换电路13的线圈Tl 二次侧上将不再有电压，因此所述充电电容C2即会持续放电，当充电电容C2的跨压不足以导通图5A中晶体管S4(即所述反馈选择器23)时(如图5B中时间t5之后)，故此时所述晶体管S4源极(即反馈选择器23的第一反馈端FB2)所取得双向直流转换电路20的第一输入输出端201输出的中压直流电源将通过所述反馈输出端FB送至双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4，令所述双输出P丽控制器22得以通过调整输出予所述作为主动开关的第二电子开关S3的脉冲宽度，使输出的中压直流电源的电压准位维持稳定。 又请配合参阅图6及图7A至图7C所示，图6中的时间t0至t4之间是一完整周期，时间t0至t2之间是50%的周期，时间t2至t4之间是50%的周期，当交直流转换电路10输出中压直流电源且所述第二输入输出端202并未取得外部直流电源时，所述双输出P丽控制器22的第一开关控制端G2及第二开关控制端G3输出责任周期为26%的输出信号，且配合所述反馈选择器23的第二反馈端FB3所取得双向直流转换电路20的第二输入输出端202输出的低压直流电源通过所述反馈输出端FB送至双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4，因此所述双向直流转换电路20即构成一降压转换电路；其中
于时间tl至t2之间，所述第一电子开关S2导通而第二电子开关S3关闭，故电流流经第一电子开关S2、输出电感Lout后输出至第二输入输出端202 (如图7A所示)；
于时间t2至t3之间，所述两电子开关S2、S3皆关闭，故电流流经输出电感Lout、第二输入输出端202及第二电子开关S3的体二极管(body diode)(如图7B所示)；
于时间t3至t4之间，所述第一电子开关S2仍关闭，但第二电子开关S3导通，故电流流经输出电感Lout、第二输入输出端202及第二电子开关S3 (如图7C所示)。
又请配合参阅图8及图9A至图9C所示，图8中的时间t0至t4之间是一完整周期，时间t0至t2之间是50%的周期，时间t2至t4之间是50%的周期，当交直流转换电路10并未输出中压直流电源且所述第二输入输出端202取得外部直流电源时，所述双输出P丽控制器22的第一开关控制端G2及第二开关控制端G3输出责任周期为37%的输出信号，且配合所述反馈选择器23第一反馈端FB2所取得双向直流转换电路20的第一输入输出端201输出的中压直流电源通过所述反馈输出端FB送至双输出P丽控制器22的反馈输入端FB4，因此所述双向直流转换电路20即构成一升压转换电路；其中
于时间tl至t2之间，所述第二电子开关S3导通而第一电子开关S2关闭，故电流流经输出电感Lout及第二电子开关S3(如图9A所示)； 于时间t2至t3之间，所述两电子开关S2、S3皆关闭，故电流流经输出电感Lout、
第一电子开关S2的体二极管及第一输入输出端201 (如图9B所示)； 于时间t3至t4之间，所述第二电子开关S3仍关闭，但第一电子开关S2导通，故
电流流经输出电感Lout、第一电子开关S2及第一输入输出端201 (如图9C所示)。 又关于所述双向直流转换电路20的第三实施例，请参阅图10所示，其与前述第二
实施例大致相同，不同之处在于，本实施例并非使用双输出脉冲宽度调制控制器和反馈选
择器，而是使用一升压控制器24及一降压控制器25，其中 所述升压控制器24具有一使能端enable、所述第一反馈端FB2、所述第一开关控制端G2及所述第二开关控制端G3，其中所述使能端enable通过一反向器26连接所述充电电容C2，所述第一反馈端FB2连接所述双向直流转换电路20的第一输入输出端201，所述第一开关控制端G2连接所述第一电子开关S2，所述第二开关控制端G3连接所述第二电子开关S3 ; 所述降压控制器25具有一使能端enable、所述第二反馈端FB3、所述第一开关控制端G2及所述第二开关控制端G3，其中所述使能端enable连接所述充电电容C2及电阻R1，所述第二反馈端FB3连接所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202，所述第一开关控制端G2连接所述第一电子开关S2，所述第二开关控制端G3连接所述第二电子开关S3 ; 当交流电源正常时，因所述交换式直流转换电路13的线圈Tl 二次侧上的电压将对所述充电电容C2充电，因此所述升压控制器24的使能端enable将检测到低准位的电压，而所述降压控制器25的使能端enable则检测到高准位的电压，此时所述升压控制器24不工作，而所述降压控制器25正常运作，所述降压控制器25控制所述第一电子开关S2作为主动开关及所述第二电子开关S3作为同步整流开关而交替地导通，如此所述双向直流转换电路20即以降压转换电路运作； 当交流电源移除时，因所述交换式直流转换电路13的线圈Tl 二次侧上不再有电压，故所述充电电容C2开始放电，当充电电容C2放电一段时间后，所述升压控制器24的使能端enable将检测到高准位的电压，而所述降压控制器25的使能端enable则检测到低准位的电压，此时所述降压控制器25不工作，而所述升压控制器24正常运作，所述升压控制器24控制所述第二电子开关S3作为主动开关及所述第一电子开关S2作为同步整流开关而交替地导通，如此所述双向直流转换电路20以升压转换电路运作。 上述双向直流转换电路20的第三实施例虽无第二实施例般，必须将第一电子开关S2和第二电子开关S3导通的责任周期操作在50%以下的限制，但因必须较第二实施例多使用一个P丽控制器，故有着成本增加的缺点，反观第二实施例中所采用的双向直流转换电路20，则可利用现有P丽控制器本就具备、但从未如本发明第二实施例般应用的双输出特性，而以单一P丽控制器达成。因此，使用者可视情况与需求，采用最适当的方式加以实现。 由上述可知，所述双向直流转换电路20的第二输入输出端202可作为低压直流电源的输出端，或于交流电源移除时，作为一外部直流电源的输入端，并利用所述双向直流转换电路20可顺向作为降压转换电路，反向可作为升压转换电路的特性，而于交流电源移除
时，得将外部直流电源升压为中压直流电源后输出。 本发明虽已于前述实施例中所揭露，但并不仅限于前述实施例中所提及的内容，在不脱离本发明的精神和范围内所作的任何变化与修改，均属于本发明的保护范围。
综上所述，本发明已具备显著功效增进，并符合发明专利要件，因此依法提起申请。
1权利要求
一种三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述三端口式交直流两用电源供应器包括一交直流转换电路，具有一输入端和一输出端，其中所述输入端连接一交流电源，由所述交直流转换电路将所述交流电源整流滤波并降压后，自所述输出端输出一中压直流电源；一双向直流转换电路，其具有一第一输入输出端及一第二输入输出端，其中所述第一输入输出端连接所述交直流转换电路的输出端，当取得所述交直流转换电路输出中压直流电源时，所述双向直流转换电路将所述中压直流电源转换为一低压直流电源后，由所述第二输入输出端输出；又当未取得所述交直流转换电路输出的中压直流电源，且所述第二输入输出端取得一外部直流电源时，则所述双向直流转换电路反向将所述外部直流电源转换成一中压直流电源，并由所述第一输入输出端输出至所述交直流转换电路的输出端。
2. 如权利要求1所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述双向直流转换电路包括一输出电感；一输出电容，连接所述输出电感的一端；及一第一电子开关，连接所述交直流转换电路的输出端和输出电感的另一端；一第二电子开关，连接所述第一电子开关、所述输出电感及输出电容；一控制模块，具有一第一开关控制端、一第二开关控制端、一反馈选择检测端、一第一反馈端及一第二反馈端，其中所述反馈选择检测端连接所述交直流转换电路，令所述控制模块判断所述交直流转换电路是否有电压输出，所述第一开关控制端连接所述第一 电子开关，所述第二开关控制端连接所述第二电子开关，所述第一反馈端连接所述双向直流转换电路的第一输入输出端，所述第二反馈端连接所述双向直流转换电路的第二输入输出端；所述控制模块于检测交直流转换电路输出中压直流电源，即操作所述第一电子开关作为降压转换电路的主动开关；又所述控制模块于检测交直流转换电路并未输出中压直流电源，且自所述第二输入输出端收到外部直流电源时，即操作所述第二电子开关作为升压转换电路的主动开关。
3. 如权利要求2所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述控制模块为一可编程处理器。
4. 如权利要求2所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述控制模块包括一双输出脉冲宽度调制P丽控制器，具有所述第一开关控制端、所述第二开关控制端及进一步具有一反馈输入端；一整流二极管，其阳极作为反馈选择检测端而连接所述交直流转换电路；一充电电容，连接所述整流二极管的阴极；一电阻，与所述充电电容并联连接；及一反馈选择器，具有一选择输入端、所述第一反馈端、所述第二反馈端及进一步具有一反馈输出端，其中所述选择输入端连接所述充电电容及电阻，所述第一反馈端连接所述双向直流转换电路的第一输入输出端，所述第二反馈端连接所述双向直流转换电路的第二输入输出端，所述反馈输出端连接所述双输出P丽控制器的反馈输入端。
5. 如权利要求4所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述反馈选择器为一晶体管开关，其栅极作为所述选择输入端，源极作为所述第一反馈端和反馈输出端，而漏极作为所述第二反馈端。
6. 如权利要求4或5所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述双输出P丽控制器操作第一电子开关和第二电子开关导通的责任周期为50%以下。
7. 如权利要求2所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述控制模块包括一整流二极管，其阳极作为反馈选择检测端而连接所述交直流转换电路；一充电电容，连接所述整流二极管的阴极；一电阻，与所述充电电容并联连接；及一升压控制器，具有一使能端、所述第一反馈端、所述第一开关控制端及所述第二开关控制端，其中所述使能端通过一反向器连接所述充电电容，所述第一反馈端连接所述双向直流转换电路的第一输入输出端，所述第一开关控制端连接所述第一电子开关，所述第二开关控制端连接所述第二电子开关；一降压控制器，具有一使能端、所述第二反馈端、所述第一开关控制端及所述第二开关控制端，其中所述使能端连接所述充电电容及电阻，所述第二反馈端连接所述双向直流转换电路的第二输入输出端，所述第一开关控制端连接所述第一电子开关，所述第二开关控制端连接所述第二电子开关。
8. 如权利要求1、2、3、4、5或7所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述交直流转换电路包括一全波整流电路，通过所述输入端取得交流电源，并将取得的交流电源整流为一直流电源后输出；一交换式直流转换电路，连接所述全波整流电路，并将所述全波整流电路输出的直流电源降压后，向所述输出端输出所述中压直流电源。
9. 如权利要求6所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述交直流转换电路包括一全波整流电路，通过所述输入端取得交流电源，并将取得的交流电源整流为一直流电源后输出；一交换式直流转换电路，连接所述全波整流电路，并将所述全波整流电路输出的直流电源降压后，向所述输出端输出所述中压直流电源。
10. 如权利要求1、2、3、4、5或7所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述交直流转换电路包括一全波整流电路，通过所述输入端取得交流电源，并将取得的交流电源整流为一直流电源后输出；一功率因数校正电路，连接所述全波整流电路，并对所述全波整流电路输出的直流电源进行功率因数校正；及一交换式直流转换电路，连接所述功率因数校正电路，并对经所述功率因数校正电路校正的直流电源降压后，向所述输出端输出所述中压直流电源。
11. 如权利要求6所述的三端口式交直流两用电源供应器，其特征在于，所述交直流转换电路包括一全波整流电路，通过所述输入端取得交流电源，并将取得的交流电源整流为一直流电源后输出；一功率因数校正电路，连接所述全波整流电路，并对所述全波整流电路输出的直流电源进行功率因数校正；及一交换式直流转换电路，连接所述功率因数校正电路，并对经所述功率因数校正电路校正的直流电源降压后，向所述输出端输出所述中压直流电源。
全文摘要
本发明关于一种三端口式交直流两用电源供应器，当交流电源正常输入本电源供应器时，一交直流转换电路输出一中压直流电源，由一双向直流转换电路的一第一输入输出端取得所述中压直流电源，并将其转换为一低压直流电源后由一第二输入输出端输出；当交流电源移除时，所述双向直流转换电路的第二输入输出端可直接连接一外部直流电源，由所述双向直流转换电路将外部直流电源升压至中压直流电源后输出至第一输入输出端，令本电源供应器于交流电源移除时仍可正常输出中压直流电源；是以，本发明由于采用单一双向直流转换电路，而可简化为三端口式结构。
文档编号H02M3/156GK101777838SQ20091000222
公开日2010年7月14日 申请日期2009年1月8日 优先权日2009年1月8日
发明者张顺德, 林维亮 申请人:康舒科技股份有限公司