具有瞬态恢复电路的调压器的制作方法

专利名称：具有瞬态恢复电路的调压器的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及电子设备，且更具体地说，涉及用于在电子装置中供应电力的 技术。
背景技术：
电子装置(例如蜂窝式电话)可具有调压器，所述调压器接收电力供应电压，且产 生用于负载的输出电压。所述调压器可耦合到电抗性组件，例如电感器和电容器，其可平滑 掉输出电压中的纹波。所述电抗性组件可进一步充当能量储存元件，其可供应由负载汲取 的电流。可能希望使电抗性组件的大小保持尽可能小，以便降低成本并减小面积。然而，较 小大小的电抗性组件可能无法充分地提供由负载汲取的电流。举例来说，负载中的突变可 导致输出电压中的瞬态，其无法由电抗性组件来校正，且可使性能降级。

发明内容
本文描述一种具有良好瞬态性能的能够产生输出电压的功率控制器。在一种设计 中，所述功率控制器包含调压器和瞬态恢复电路。所述调压器接收电源电压且产生调节器 输出信号，所述调节器输出信号用以产生用于负载的输出电压。所述瞬态恢复电路检测所 述输出电压中的瞬态，且校正所检测到的瞬态。在一种设计中，所述瞬态恢复电路将所述输出电压与低阈值电压进行比较，且在 所述输出电压低于所述低阈值电压时检测低瞬态。所述瞬态恢复电路接着通过将所述输出 电压耦合到高电压(例如电源电压)来校正所述低瞬态。为了实现滞后作用，所述瞬态恢 复电路可接通，直到所述输出电压高于低滞后电压为止，所述低滞后电压高于所述低阈值 电压。所述低阈值电压与所述低滞后电压之间的差是滞后作用的量。或者或另外，所述瞬 态恢复电路将所述输出电压与高阈值电压进行比较，且在所述输出电压高于所述高阈值电 压时检测高瞬态。所述瞬态恢复电路接着通过将所述输出电压耦合到低电压(例如电路接 地)来校正所述高瞬态。为了实现滞后作用，所述瞬态恢复电路可接通，直到所述输出电压 低于高滞后电压为止，所述高滞后电压低于所述高阈值电压。所述瞬态恢复电路可包含用以检测和校正低瞬态的比较器和晶体管。所述比较器 接收低阈值电压和输出电压，且产生控制信号。所述晶体管耦合在高电压与输出电压之间， 且基于所述控制信号而启用。所述晶体管可使其电流限于预定范围内。或者或另外，所述 瞬态恢复电路可包含用以检测和校正高瞬态的比较器和晶体管。在另一设计中，功率控制器包含调压器和用于多个输出负载的多个瞬态恢复电 路。所述调压器接收电源电压且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以产生用于 多个负载的多个输出电压。每一瞬态恢复电路检测用于相应负载的输出电压中的瞬态，且 校正所述输出电压中的所检测到的瞬态。所述调压器可为切换调节器。电感器和第一开关 可并联耦合，且耦合在所述调压器与共用节点之间。多个开关可耦合在共用节点与多个负 载之间。所述多个开关可在多个时钟周期期间将电感器耦合到多个负载，每一时钟周期中
6耦合到一个负载。第一开关可在每一时钟周期的一部分中被短接，以便避免所述多个负载 之间的交叉调节。下文进一步详细描述本发明的各种方面和特征。


图1展示不具有任何瞬态恢复电路的调压器。图2A展示具有低瞬态恢复电路的调压器。图2B展示具有高瞬态恢复电路的调压器。图3展示具有低和高瞬态恢复电路的调压器。图4展示图3中的低和高瞬态恢复电路的操作。图5展示具有针对多个输出电压的瞬态恢复电路的单电感器多输出(SIMO)调压
ο图6展示具有两个输出电压的SIMO调压器的模型。图7展示图6中的模型的时序图。图8展示用于产生具有瞬态恢复的输出电压的过程。图9展示无线通信装置的框图。
具体实施例方式本文所描述的瞬态恢复技术可结合各种类型的调压器(例如切换调压器、线性调 压器等)而使用。切换调压器也称为切换模式电力供应(SMPS)调压器，其快速地接通和切 断电源电压以产生输出电压。当需要较高效率和/或较小大小时，可使用切换调压器。线 性调压器改变传送晶体管(其在线性区中操作，而不是作为开关来操作)的操作，以产生输 出电压。传送晶体管充当可变电阻器以连续地调整分压器网络而维持所要的输出电压。线 性调压器的效率可能不如切换调压器的效率。切换调压器可为阶降切换调节器或阶升切换调节器。阶降切换调节器(其通常称 为降压型转换器)产生低于电源电压的输出电压。阶升切换调节器(其通常称为升压型转 换器)产生高于电源电压的输出电压。图1展示包括实施降压型转换器的调压器110的功率控制器100的示意图。调压 器110接收电源电压VDD，且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以产生用于负载 160的输出电压Vout。在调压器110内，误差放大器112在非反相输入处接收Vout电压，且在反相输入 处接收参考电压Vref。Vref是Vout的目标电压，且可为固定值或可配置的值。放大器112 将两个电压进行比较以获得误差，放大所述误差，且提供经放大的误差信号。脉冲宽度调制器(PWM)产生器114接收来自放大器112的经放大的误差信号以及 时钟信号，且产生Sp和Sn控制信号，其具有基于经放大的误差信号而确定的可变工作周 期。P沟道金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET) 116使其源极耦合到Vdd电源电压，其栅 极接收Sp信号，且其漏极耦合到节点A，节点A是调压器110的输出。N沟道M0SFET118使 其漏极耦合到节点A，其栅极接收Sn信号，且其源极耦合到电路接地。当Sp信号处于逻辑 低时，MOSFET 116接通，且当Sn信号处于逻辑高时，MOSFET 118接通。可产生Sp和Sn信号，使得在任一给定时刻，最多有一个MOSFET接通。M0SFET116和118提供节点A处的调节 器输出信号。此调节器输出信号是方波信号，其从Vdd摆动到电路接地，且具有由Vout决定 的工作周期。功率控制器100进一步包含电感器120和电容器130。电感器120具有耦合到节 点A的一端和耦合到节点B的另一端。电容器130具有耦合到节点B的一端和耦合到电路 接地的另一端。电感器120和电容器130对节点A处的调节器输出信号进行滤波，以产生 节点B处的Vout电压。电感器120和电容器130可具有适合提供对Vout的所要量的滤波 的值。调压器110可制造在集成电路(IC)上。电感器120和电容器130可在所述IC外 部。电感器120和电容器130也可被视为调压器110的一部分。调压器110如下操作。在接通状态期间，MOSFET 116由Sp信号接通，且M0SFET118 由Sn信号断开。Vdd电源电压经由MOSFET 116耦合到电感器120，电感器120储存来自Vdd 电源电压的能量。穿过电感器120的电流在接通状态期间升高，其中升高的速率取决于Vdd 与Vout之间的差以及电感器120的电感L。在断开状态期间，MOSFET 116由Sp信号断开， 且Vdd电源电压从电感器120切断。MOSFET 118由Sn信号接通，且电感器120耦合在电路 接地与节点B之间。穿过电感器120的电流在断开状态期间下落，其中下落的速率取决于 Vout和电感L。Vdd电源电压因此在接通状态期间向电容器130和负载160提供电流，且电 感器120在断开状态期间向电容器130和负载160提供其储存的能量。在断开状态期间， 电容器130维持节点B处的Vout电压，且还将其电荷提供给负载160。对于理想的降压型转换器，来自所述降压型转换器的Vout电压可表达为Vout = D · VDD，等式(1)其中D是Sp和Sn信号的工作周期。工作周期是降压型转换器处于接通状态的时 间的百分比。如等式(1)中所示，可通过调整用于MOSFET 116和118的Sp和Sn信号的工作周 期来改变Vout电压。当Vout低于Vref时，MOSFET 116可接通较长时间以使Vout升高。 相反，当Vout高于Vref时，MOSFET 116可接通较短时间以使Vout降低。电感器120和电容器130提供对节点A处的调节器输出信号的滤波。一般来说， 较大的电感器120和/或较大的电容器130可提供较多滤波，其可减小节点B处的Vout电 压上的纹波的量值。可基于纹波的量、成本和面积之间的折衷来选择电感器120和电容器 130的大小。Vout电压可具有瞬态，其可能由负载160的突变引起。举例来说，负载160可突然 汲取较多电流(例如，因负载160内的另一电路正被接通)，且电容器130可最初尝试提供 额外电流。然而，随着更多电荷被从电容器130汲取，电容器130上的电压且因此Vout电 压下降。电感器120可尝试补充电容器130上的电荷。然而，电感器120和电容器130可 经设计以提供对Vout电压的滤波，且因此可能无法快速地响应因突然的负载变化而导致 的瞬态。Vout电压中的瞬态可使性能降级。图2A展示包括调压器110和低瞬态恢复电路140的功率控制器102的示意图。在 电路140内，比较器142在非反相输入处接收Vout电压，且在反相输入处接收Vlow电压。 Vlow是电路140被激活时的低阈值电压，且可被设置为低于Vref的值。比较器142对两个电压进行比较，且基于比较结果产生Xp控制信号。P沟道MOSFET 144使其源极耦合到Vdd 电源电压，其栅极接收Xp信号，且其漏极耦合到节点B。当在节点B处的Vout电压上检测到低瞬态时，电路140拉高所述Vout电压。当 Vout低于Vlow(例如，因负载160的突然增加)时,Xp信号处于逻辑低，MOSFET 144接通， 且Vdd电源电压经由MOSFET 144耦合到节点B。因此，Vout电压由Vdd电源电压快速升高。 MOSFET 144可接通较短的时间周期，以便使Vout高于Vlow。当Vout高于Vlow (大多数时 间均可为此情况)时，Xp信号处于逻辑高，MOSFET 144断开，且Vdd电源电压不耦合到节点 B。Vlow决定接通电路140以便升高Vout时的电压。在一种设计中，Vlow可为固定值，其 可为Vref的预定百分比，例如Vlow = 0.99x Vref。在另一设计中，Vlow可为可配置的值， 其可基于任何因素来设置。在图2A中未展示的另一设计中，对电路140使用滞后作用。在此设计中， MOSFET144可在Vout低于Vlow时接通，且可在Vout高于Vlow_hys时断开，其中一般来说， Vlow < Vlow_hys彡Vref。Vlow_hys是低滞后电压，其为在MOSFET 144已被接通之后断 开MOSFET 144时的阈值电压。此设计避免了 MOSFET 144在Vout接近Vlow时被连续地接 通和断开。Vlow与Vlow_hyS之间的差是滞后作用的量。可使用另一比较器来将Vout与 Vlow_hys进行比较，且产生另一控制信号。来自此比较器以及比较器142的控制信号可用 以产生用于MOSFET 144的Xp信号。如果Vlow_hys = Vref，那么来自放大器112和比较器 142的信号可用以产生Xp信号。图2B展示包括调压器110和高瞬态恢复电路150的功率控制器104的示意图。在 电路150内，比较器152在非反相输入处接收Vout电压，且在反相输入处接收Vhigh电压。 Vhigh是电路150被激活时的高阈值电压，且可被设置为高于Vref的值。比较器152对两 个电压进行比较，且基于比较结果产生Xn控制信号。N沟道MOSFET 154使其漏极耦合到节 点B，其栅极接收Xn信号，且其源极耦合到电路接地。当在节点B处的Vout电压上检测到高瞬态时，电路150拉低所述Vout电压。当 Vout高于Vhigh(例如，因负载160的突然减小)时，Xn信号处于逻辑高，MOSFET 154接通， 且节点B经由MOSFET 154耦合到电路接地。因此，Vout电压由到达电路接地的连接快速降 低。MOSFET 154可接通较短的时间周期，以便使Vout低于Vhigh。当Vout低于Vhigh (大 多数时间均可为此情况)时，Xn信号处于逻辑低，MOSFET 154断开，且节点B不耦合到电路 接地。Vhigh决定接通电路150以便降低Vout时的电压。在一种设计中，Vhigh可为固定 值，其可为Vref的预定百分比，例如Vhigh = l.Olx Vref。在另一设计中，Vhigh可为可配 置的值，其可基于任何因素来设置。在图2B中未展示的另一设计中，对电路150使用滞后作用。在此设计中， MOSFET154可在Vout高于Vhigh时接通，且可在Vout低于Vhigh_hys时断开，其中一般来 说，Vhigh > Vhigh_hys彡Vref。Vhigh_hys是高滞后电压，其为在MOSFET 154已被接通 之后断开MOSFET 154时的阈值电压。此设计避免了 MOSFET 154在Vout接近Vhigh时被 连续地接通和断开。Vhigh与Vhigh_hys之间的差是滞后作用的量。可使用另一比较器来 将Vout与Vhigh_hys进行比较，且产生另一控制信号。来自此比较器以及比较器152的控 制信号可用以产生用于MOSFET 154的Xn信号。如果Vhigh_hyS = Vref，那么来自放大器 112和比较器152的信号可用以产生Xn信号。
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图3展示包括调压器110、低瞬态恢复电路141和高瞬态恢复电路151的功率控制 器106的示意图。电路141对抗Vout电压中的低瞬态，且电路151对抗Vout电压中的高 瞬态。在电路141内，比较器142在非反相输入处接收Vout电压，且在反相输入处接收 Vlow电压，且基于比较结果产生Xp控制信号。电流感测电路146检测MOSFET 144所提供 的电流的量，且输出指示所检测的电流的量的Dp信号。栅极控制电路148接收Xp信号和 Dp信号，且产生Yp栅极控制信号。MOSFET 144使其源极耦合到Vdd电源电压，其栅极接收 Yp信号，且其漏极经由电流感测电路146耦合到节点B。在电路151内，比较器152在非反相输入处接收Vout电压，且在反相输入处接收 Vhigh电压，且基于比较结果产生Xn控制信号。电流感测电路156检测MOSFET 154所提供 的电流的量，且输出指示所检测的电流的量的Dn信号。栅极控制电路158接收Xn信号和 Dn信号，且产生Yn栅极控制信号。MOSFET 154使其漏极经由电流感测电路156耦合到节 点，其栅极接收Yn信号，且其源极耦合到电路接地。对于低瞬态恢复电路141，比较器142检测Vout电压中的低瞬态，且在检测到低瞬 态时产生Xp信号以接通MOSFET 144。电流感测电路146感测MOSFET 144在接通时所提供 的电流的量。控制电路148产生Yp信号，使得(i)MOSFET 144在由Xp信号引导时接通，且 (ii)MOSFET 144所提供的电流的量限于预定值内。限制经由MOSFET 144的电流的量可避 免对低瞬态的过度校正，且还可改进MOSFET 144的可靠性。控制电路148还可产生具有软 起动的Yp信号，使得MOSFET 144是在检测到低瞬态时逐渐接通，而不是突然接通。对于高瞬态恢复电路151，比较器152检测Vout电压中的高瞬态，且在检测到高瞬 态时产生Xn信号以接通MOSFET 154。电流感测电路156感测MOSFET 154在接通时所汲取 的电流的量。控制电路158产生Yn信号，使得⑴MOSFET 154在由Xn信号引导时接通，且 (ii)MOSFET 154所汲取的电流的量限于预定值内。限制经由MOSFET 154的电流的量可避 免对高瞬态的过度校正，且还可改进MOSFET 154的可靠性。控制电路158还可产生具有软 起动的Yn信号，使得MOSFET 154是在检测到高瞬态时逐渐接通，而不是突然接通。图4展示图3中的低瞬态恢复电路和高瞬态恢复电路的操作。曲线图410展示在 不具有任何瞬态恢复电路的情况下的Vout电压。对于曲线图410，Vout电压具有在时间Ta 附近开始的低瞬态以及在时间Tc附近开始的高瞬态。Vout电压在低瞬态期间的降落量可 取决于电感器120和电容器130的大小以及负载160的增加量。类似地，Vout电压在高瞬 态期间的增加量可取决于电感器和电容器的大小以及负载160的减小量。曲线图420展示在具有低瞬态恢复电路和高瞬态恢复电路的情况下的Vout电压。 对于曲线图420，Vout电压具有在时间Ta附近开始的低瞬态。然而，当Vout降低为低于 Vlow时，MOSFET 144接通，且Vdd电源电压使Vout升高。曲线图430展示MOSFET 144所提 供的电流，其在低瞬态期间为高，且否则为零。取决于是否应用滞后作用和/或其它因素， 可使Vout维持接近Vlow (如图4所示)，或使Vout高于Vlow (图4未展示)。对于曲线图420，Vout电压具有在时间Tc附近开始的高瞬态。然而，当Vout超过 Vhigh时，MOSFET 154接通，且Vout被拉向电路接地。曲线图440展示MOSFET 154所提供 的电流，其在高瞬态期间为负，且否则为零。取决于是否应用滞后作用和/或其它因素，可 使Vout维持接近Vhigh (如图4所示)，或使Vout低于Vhigh (图4未展示)。
—般来说，瞬态恢复电路可对抗仅高瞬态，或仅低瞬态，或高瞬态和低瞬态两者。 瞬态恢复电路可包括低瞬态恢复电路(例如，如图2A或图3所示)和/或高瞬态恢复电路 (例如，如图2B或图3所示)。图1到图3展示具有单个输出电压的功率控制器的若干设计。所述功率控制器还 可经设计以支持用于多个负载的多个输出电压。图5展示包括单电感器多输出(SIMO)调压器510和用于多个负载的多个瞬态恢 复电路的功率控制器500。SIMO调压器510接收Vdd电源电压，且产生调节器输出信号，所 述调节器输出信号用以产生用于K个负载560a到560k的K个输出电压Voutl到VoutK，其 中K可为任一整数值。在SIMO调压器510内，K个误差放大器512a到512k产生用于K个输出电压的经 放大的误差信号。误差放大器512a在其非反相输入处接收Voutl电压，且在其反相输入处 接收用于负载560a的Vrefl参考电压。放大器512a将两个电压进行比较以获得误差，放 大所述误差，且提供用于负载560a的经放大的误差信号。剩余的误差放大器512b到512k 中的每一者类似地接收用于相应负载的输出电压和参考电压，且产生用于其负载的经放大 的误差信号。Vrefl到VrefK分别是Voutl到VoutK的目标电压，且可为固定或可配置的 值。PWM产生器514接收来自放大器512a到512k的K个经放大的误差信号以及一时 钟信号，且产生Sp和Sn控制信号，其具有基于所述经放大的误差信号而确定的工作周期， 如下文所述。P沟道MOSFET 516使其源极耦合到Vdd电源电压，其栅极接收Sp信号，且其 漏极耦合到节点A。N沟道MOSFET 518使其漏极耦合到节点A，其栅极接收Sn信号，且其源 极耦合到电路接地。MOSFET 516在Sp信号处于逻辑低时接通，且MOSFET 518在Sn信号处 于逻辑高时接通。MOSFET 516和518提供节点A处的调节器输出信号。 功率控制器500进一步包含电感器520、电容器530a到530k，以及开关522和524a 到524k。电感器520和开关522并联耦合，且具有耦合到节点A的一端和耦合到节点B的 另一端。开关524a到524k具有耦合到节点B的一端和分别耦合到节点Zl到ZK的另一端。 电容器530a到530k具有分别耦合到节点Zl到ZK的一端，以及耦合到电路接地的另一端。 电感器520和电容器530a到530k对节点A处的调节器输出信号进行滤波，以分别产生节 点Zl到ZK处的Voutl到VoutK电压。电感器520和电容器530a到530k可具有适合提供 对输出电压的所要量的滤波的值。K个低瞬态恢复电路540a到540k分别耦合到节点Zl到ZK，且分别对抗Voutl到 VoutK电压中的低瞬态。每一低瞬态恢复电路540包含比较器542和P沟道MOSFET 544， 其以与图2A中的比较器142和P沟道MOSFET 144相同的方式耦合。K个高瞬态恢复电路 550a到550k还分别耦合到节点Zl到ZK，且分别对抗Voutl到VoutK电压中的高瞬态。每 一高瞬态恢复电路550包含比较器552和N沟道MOSFET 554，其以与图2B中的比较器152 和N沟道MOSFET 154相同的方式耦合。调压器510、低瞬态恢复电路540a到540k以及高瞬态恢复电路550a到550k可制 造在一 IC上。电感器520和电容器530a到530k可在所述IC外部。电感器520和电容器 530a到530k也可被视为调压器510的一部分。开关522以及524a到524k可制造在所述 IC上或在所述IC外部。
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功率控制器500仅使用一对MOSFET 516和518以及一个电感器520来产生用于 多个负载560的多个(K个)输出电压。功率控制器500因此与使用多个单独调压器来产 生多个输出电压的设计相比降低了成本且减小了面积。然而，SIMO调压器510可能具有较 差的动态响应。低瞬态恢复电路540和高瞬态恢复电路550可改进动态响应。SIMO调压器510使用时分多路复用(TDM)来将电流从电感器520交替地切换到K 个电容器530a到530k中。在一种设计中，在K个连续时钟周期的每一时间间隔中，来自电 感器520的电流可在第一时钟周期中提供给电容器530a，在第二时钟周期中提供给电容器 530b，依此类推，且在第K个时钟周期中提供给电容器530k。SIMO调压器510因此可循环 经过K个电容器530a到530k，且在每一时钟周期中服务一个电容器。此多路复用允许使用 单个电感器520产生多个输出电压。功率控制器500可通过使用瞬态恢复电路540和550调节每一输出电压来实现改 进的动态性能。对于每一负载560，电路540和550检测用于所述负载的输出电压是否已 偏离目标电压某一量，从而变得高于高阈值电压或低于低阈值电压。如果输出电压过低，那 么电路540接通，以使输出电压朝目标电压升高回来。如果输出电压过高，那么电路550接 通，以使输出电压朝目标电压降低回来。当输出电压在低阈值电压与高阈值电压之间时，电 路540和550中的MOSFET 544和554保持断开。因此，MOSFET 544和554中的功率损耗 可忽略，因为其可接通仅较短的时间周期。图6展示具有用于两个负载的K = 2个输出电压的功率控制器500的模型600。 在模型600中，开关616和618分别模拟MOSFET 516和518。开关616耦合在Vdd与节点A 之间，且开关618耦合在节点A与电路接地之间。开关616和618还分别表示为Sl和S2。 电感器620和开关622并联耦合且耦合在节点A与节点B之间。开关622还表示为S4。对于第一负载660a，开关624a耦合在节点B与Zl之间，且还表示为S3a。电容器 630a和负载660a并联耦合且耦合在节点Zl与电路接地之间。MOSFET 644a耦合在Vdd与 节点Zl之间，且MOSFET 654a耦合在节点Zl与电路接地之间。对于第二负载660b，开关 624b耦合在节点B与Z2之间，且还表示为S3b。电容器630b和负载660b并联耦合且耦合 在节点Z2与电路接地之间。MOSFET 644b耦合在Vdd与节点Z2之间，且MOSFET 654b耦合 在节点Z2与电路接地之间。图7展示图6中的具有K = 2个输出电压的模型600的时序图。为了简单，开关 Si、S2、S3a、S3b和S4以正逻辑操作，使得每一开关因其控制信号上的逻辑高而闭合，且因 其控制信号上的逻辑低而断开。如图7所示，负载660a在从时间0到时间T的第一时钟周期中被服务，接着负载 660b在从时间T到时间2T的第二时钟周期中被服务，接着负载660a在从时间2T到时间 3T的第三时钟周期中再次被服务，依此类推，其中T是一个时钟周期。所述过程因此每两个
时钟周期重复一次。在从时间0到时间T1的第一时钟周期中，开关Sl和S3a闭合，所有其它开关断开， Vdd将电流供应到负载660a，且电感器620中的电流增加。从时间T1到时间T2,开关S2和 S3a闭合，所有其它开关断开，电感器620向电容器630a和负载660a提供其储存的能量，且 电感器620中的电流减小。从时间T2到时间T，开关S4闭合，所有其它开关断开，且电感器 620中的电流被维持在同一电平。
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在从时间T到时间T3的第二时钟周期中，开关Sl和S3b闭合，所有其它开关断开， Vdd将电流供应到负载660b，且电感器620中的电流增加。从时间T3到时间T4,开关S2和 S3b闭合，所有其它开关断开，电感器620向电容器630b和负载660b提供其储存的能量，且 电感器620中的电流减小。从时间T4到时间2T，开关S4闭合，所有其它开关断开，且电感 器620中的电流被维持在同一电平。例如图1到图3中的调压器110或图5中的调压器510等切换调节器可以不连续 传导模式(DCM)、连续传导模式(CCM)或伪连续传导模式(PCCM)操作。在DCM中，电感器电 流在每一时钟周期结束时达到零，且在零处保持恒定。在CCM中，电感器电流总是保持高于 零，且不需要降到任一特定DC电平。在PCCM中，电感器电流在每一时钟周期结束时达到非 零DC电平，并在非零DC电平处保持恒定。对于所有模式，电感器电流的平均值等于负载电 流。DCM因此可支持较小负载，而CCM和PCCM可支持较重负载。对于图5中的SIMO调压器510，单个电感器520在不同时钟周期中耦合到K个不 同负载560a到560k。在PCCM中操作SIMO调压器510可避免交叉调节，交叉调节在一个负 载处的改变导致另一负载的输出电压的改变时发生。PCCM使得电感器电流在每一时钟周 期中针对每一负载以已知的DC电平开始和结束。对于每一负载，电感器电流在每一时钟周 期开始时针对所述负载以已知的DC电平开始，且在所述时钟周期结束时以已知的DC电平 结束。对于不平衡的负载，每一负载可具有不同的DC电平，如图7所示。在任何情况下，电 感器电流在被切换到另一负载之前，均在每一时钟周期结束时下降到已知的DC电平。PCCM 可避免交叉调节，因为在恒定电流阶段期间，无负载连接到电感器，且每一负载均被隔离。在图5中，开关524a到524k将电感器520中的电流分别引导到适当的负载560a 到560k中。当开关524a闭合时，反馈环路中的误差放大器512a确定MOSFET 516和518 接通以便使Voutl电压维持在Vrefl电压处或附近的工作周期。当MOSFET 518接通时， 电感器520中的电流降到某一电平。MOSFET 518接着断开，开关522闭合，且开关524a断 开。闭合开关522使电感器520上的电压VL保持在零，且使电感器电流维持恒定，因为
V1 = Z 。当开关524b闭合时，发生类似操作，但现在电感器电流流到Vout2中。 at用于每一负载560的瞬态恢复电路540和550帮助减少负载的突变期间的瞬态 效应。举例来说，当Vout电压升高到高于Vhighl阈值电压时，瞬态恢复电路550a内的 M0SFET554a接通，且为电感器电流中的一些提供替代路径。于是，不太多的电流流入负载 560a中，且Voutl电压更快地回落到其稳态电平。在图5未展示的一种设计中。MOSFET 554a不断开，直到Voutl电压下降到低于Vhighl_hys滞后电压为止，所述滞后电压低于用 于接通MOSFET 554a的Vhighl阈值电压。此设计提供滞后作用，且防止Voutl电压越过 Vhighl阈值电压来回振荡。当Voutl电压下降到低于Vlowl阈值电压时，发生类似行为。 瞬态恢复电路540a内的MOSFET 544a接通，且将额外电流供应到负载560a中。用于其它 负载560b到560k的瞬态恢复电路540b到540k以及550b到550k以类似方式操作。瞬态恢复电路540和550可极大地阻尼由突然的负载改变导致的电压峰值，且可 允许输出电压更快地稳定到其稳态电平。电路540内的MOSFET 544和电路550内的MOSFET 554可接通和断开，而与开关524a到524k的状态无关，即与电感器520在任何给定时刻是 否耦合到特定负载无关。此外，由于MOSFET 544和554通常在瞬态期间接通仅较短的时间周期，因此这些MOSFET不会耗散很多电力，且可对功率控制器500的效率具有可忽略的影 响。图8展示用于产生用于一个或一个以上负载的一个或一个以上输出电压的过程 800的设计。可基于电源电压和第一参考电压而产生用于第一负载的第一输出电压(步骤 812)。可检测第一输出电压中的瞬态(步骤814)。可通过酌情将第一输出电压耦合到高电 压(例如Vdd)或低电压(例如电路接地)来校正第一输出电压中的所检测到的瞬态(步骤 816)。可基于电源电压和第二参考电压而产生用于第二负载的第二输出电压(步骤822)。 可检测第二输出电压中的瞬态(步骤824)。可通过酌情将第二输出电压耦合到高电压或低 电压来校正第二输出电压中的所检测到的瞬态(步骤826)。瞬态检测和校正可独立于输出 电压产生而发生。举例来说，可产生用于一个负载的输出电压，同时可针对另一负载检测和 校正瞬态。在步骤812的一种设计中，可在第一时钟周期期间基于第一参考电压和第一输出 信号而产生调节器输出信号，且对其进行滤波以产生用于第一负载的第一输出电压。在步 骤822的一种设计中，可在第二时钟周期期间基于第二参考电压和第二输出信号而产生调 节器输出信号，且对其进行滤波以产生用于第二负载的第二输出电压。对于步骤814、816、824和826，可通过⑴将输出电压与低阈值电压进行比较，以 及(ii)当输出电压低于低阈值电压时检测低瞬态，来检测给定输出电压中的低瞬态。输出 电压可耦合到高电压以校正低瞬态，例如直到输出电压高于低滞后电压为止，所述低滞后 电压高于低阈值电压。对于步骤814、816、824和826，可通过(i)将输出电压与高阈值电压进行比较，以 及(ii)当输出电压高于高阈值电压时检测高瞬态，来检测给定输出电压中的高瞬态。输出 电压可耦合到低电压以校正高瞬态，例如直到输出电压低于高滞后电压为止，所述高滞后 电压低于高阈值电压。本文所描述的具有瞬态恢复电路的调压器可用于各种电子装置，例如无线通信装 置、手持式装置、游戏装置、计算装置、计算机、膝上型计算机、消费者电子装置等。下文描述 具有瞬态恢复电路的调压器在无线通信装置中的使用。图9展示无线通信装置900的设计的框图。无线装置900可为蜂窝式电话、终端、 手持机、个人数字助理(PDA)等。无线装置900可能够与一个或一个以上无线通信系统(例 如码分多址(CDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)系统、无线局域网(WLAN)等)通信。无线装置900能够经由发射路径和接收路径提供双向通信。在发射路径上，发射 器(TMTR)914接收来自专用集成电路(ASIC) 920的数据，处理并调整所述数据，且产生经调 制的信号，所述信号经由天线912向基站发射。在接收路径上，基站所发射的信号由天线 912接收，且提供给接收器(RCVR)916。接收器916调整并数字化接收到的信号，且将样本 提供给ASIC 920以供进一步处理。ASIC 920可包含各种处理单元、接口单元和存储器单元，例如调制解调器处理器 922、控制器/处理器924、内部存储器926、精简指令集计算(RISC)处理器928、外部总线 接口(EBI)930以及串行总线接口(SBI)932。调制解调器处理器922可执行用于数据发射 和接收的处理，例如编码、调制、解调、解码等。RISC处理器928可为无线装置900执行各 种类型的处理，例如对视频、图形、较高层应用程序等的处理。控制器/处理器924可指导ASIC 920内的各种单元的操作。内部存储器926可存储用于ASIC 920内的各种单元的数 据和/或指令。外部总线接口 930可促进ASIC 920与主存储器940之间的数据传送，主存 储器940可提供对ASIC 920所使用的数据和程序代码的大批存储。串行总线接口 932可 促进ASIC 920与ASIC 950之间的通信。ASIC 950可包含各种电路块，例如音频驱动器952、视频驱动器954、输入/输出 (I/O)驱动器956以及功率控制器960。音频驱动器952可驱动音频装置962。视频驱动 器954可驱动显示单元964。I/O驱动器956可驱动I/O装置966。功率控制器960可耦合 到外部电池970，且/或经由电力连接器接收外部电力。功率控制器960可产生用于ASIC 920内的处理单元的输出电压。功率控制器960可实施图2A、图2B、图3和图5所示的设计 中的任一者。可将ASIC 920分为多个功率域，以便促进闲置模式下的掉电。每一功率域可 包含耦合到相应的输出电压的电路块，且可对应于图5中的一个负载560。ASIC 920可为来自高通公司(Qualcomm Incorporated)的移动台调制解调器 (MSM)。ASIC 950可为来自高通公司的功率管理IC (PMIC)。ASIC 920和950也可为来自其 它制造商的其它IC。ASIC 920和950可各包括单个IC裸片或多个IC裸片。本文所描述的具有瞬态恢复电路的调压器可在IC、模拟IC、射频IC(RFIC)、混合 信号IC、ASIC、印刷电路板(PCB)、电子装置等上实施。也可用各种IC工艺技术来制造具 有瞬态恢复电路的调压器，例如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N沟道MOS (NMOS)、P沟道 MOS(PMOS)、双极结晶体管(BJT)、双极 CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)等。实施本文所描述的具有瞬态恢复电路的调压器的设备可为独立装置，或可为较大 装置的一部分。装置可为(i)独立IC，(ii) 一组一个或一个以上IC，其可包含用于存储数 据和/或指令的存储器IC, (iii) RFIC，例如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)， (iv)ASIC，例如MSM，(ν)可嵌入其它装置内的模块，(vi)接收器、蜂窝式电话、无线装置、手 持机或移动单元，(vii)等。在一个或一个以上示范性设计中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任一组 合来实施。如果以软件来实施，那么所述功能可作为一个或一个以上指令或代码存储在计 算机可读媒体上或经由计算机可读媒体而传输。计算机可读媒体包含计算机存储媒体和通 信媒体两者，通信媒体包含促进计算机程序从一个地方到另一地方的传送的任何媒体。存 储媒体可以是可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，此计算机可读媒体可 包括RAM、ROM、EEPR0M、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置， 或可用于携载或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其 它媒体。另外，任何连接件都被适当称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、 光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波等无线技术从网站、服 务器或其它远程来源传输软件，那么所述同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、 无线电和微波等无线技术包含在媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘和光盘包含压缩光 盘(CD)、激光光盘、光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘和蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性 方式再现数据，而光盘用激光以光学方式再现数据。上述各项的组合也应包含在计算机可 读媒体的范围内。提供对本发明的先前描述是为了使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。 所属领域的技术人员将容易明白对本发明的各种修改，且可在不脱离本发明的范围的情况下，将本文所界定的一般原理应用于其它变型。因此，本发明无意限于本文所描述的实例和 设计，而是将被赋予与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最宽范围。
权利要求
一种设备，其包括调压器，其经配置以接收电源电压且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以产生用于负载的输出电压；以及瞬态恢复电路，其经配置以检测所述输出电压中的瞬态且校正所述所检测到的瞬态。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以检测所述输出电压中 的低瞬态，且通过将所述输出电压耦合到高电压来校正所述低瞬态。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以将所述输出电压与低 阈值电压进行比较，且在所述输出电压低于所述低阈值电压时检测所述低瞬态。
4.根据权利要求3所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以当检测到所述低瞬态 时将所述输出电压耦合到所述高电压，直到所述输出电压高于滞后电压为止，所述滞后电 压高于所述低阈值电压。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以检测所述输出电压中 的高瞬态，且通过将所述输出电压耦合到低电压来校正所述高瞬态。
6.根据权利要求5所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以将所述输出电压与高 阈值电压进行比较，且在所述输出电压高于所述高阈值电压时检测所述高瞬态。
7.根据权利要求6所述的设备，其中所述瞬态恢复电路经配置以当检测到所述高瞬态 时将所述输出电压耦合到所述低电压，直到所述输出电压低于滞后电压为止，所述滞后电 压低于所述高阈值电压。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述瞬态恢复电路包括比较器，其经配置以接收 阈值电压和所述输出电压且产生控制信号，以及晶体管，其耦合在高电压或低电压与所述 输出电压之间且基于所述控制信号而启用。
9.根据权利要求8所述的设备，其中所述瞬态恢复电路进一步包括电流感测电路，其 耦合到所述晶体管且经配置以感测所述晶体管所提供的电流，以及控制电路，其耦合到所述比较器、所述电流感测电路以及所述晶体管，且经配置以产生 用于所述晶体管的栅极控制信号以限制所述晶体管所提供的所述电流。
10.根据权利要求1所述的设备，其中所述瞬态恢复电路包括第一比较器，其经配置以接收低阈值电压和所述输出电压且产生第一控制信号，第一 晶体管，其耦合在高电压与所述输出电压之间且基于所述第一控制信号而启用，第二比较器，其经配置以接收高阈值电压和所述输出电压且产生第二控制信号，以及第二晶体管，其耦合在低电压与所述输出电压之间且基于所述第二控制信号而启用。
11.根据权利要求1所述的设备，其中所述调压器包括放大器，其经配置以接收所述输出电压和参考电压且产生误差信号，脉冲宽度调制器(PWM)产生器，其经配置以接收所述误差信号且产生第一和第二控制 信号，第一晶体管，其耦合在所述电源电压与输出节点之间且基于所述第一控制信号而启 用，以及第二晶体管，其耦合在所述输出节点与电路接地之间且基于所述第二控制信号而启用。
12.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括电感器，其耦合在所述调压器与所述负载之间；以及 电容器，其耦合到所述电感器和电路接地。
13.一种集成电路，其包括调压器，其经配置以接收电源电压且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以 产生用于负载的输出电压；以及瞬态恢复电路，其经配置以检测所述输出电压中的瞬态且校正所述所检测到的瞬态。
14.根据权利要求13所述的集成电路，其中所述瞬态恢复电路包括比较器，其经配置 以接收阈值电压和所述输出电压且产生控制信号，以及晶体管，其耦合在高电压或低电压 与所述输出电压之间且基于所述控制信号而启用。
15.根据权利要求13所述的集成电路，其中所述瞬态恢复电路包括第一比较器，其经 配置以接收低阈值电压和所述输出电压且产生第一控制信号，第一晶体管，其耦合在高电 压与所述输出电压之间且基于所述第一控制信号而启用，第二比较器，其经配置以接收高阈值电压和所述输出电压且产生第二控制信号，以及 第二晶体管，其耦合在低电压与所述输出电压之间且基于所述第二控制信号而启用。
16.一种设备，其包括调压器，其经配置以接收电源电压且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以 产生用于多个负载的多个输出电压；以及多个瞬态恢复电路，其用于所述多个输出电压，每一瞬态恢复电路经配置以检测相应 输出电压中的瞬态且校正所述所检测到的瞬态。
17.根据权利要求16所述的设备，其进一步包括 电感器，其耦合在所述调压器与共用节点之间； 第一开关，其越过所述电感器而耦合；以及多个开关，其耦合在所述共用节点与所述多个负载之间。
18.根据权利要求17所述的设备，其中所述多个开关经配置以在多个时钟周期中将所 述电感器耦合到所述多个负载，在每一时钟周期中耦合到一个负载。
19.根据权利要求17所述的设备，其中所述调压器经配置以进一步基于时钟信号而产 生所述调节器输出信号，且其中所述第一开关在每一时钟周期的一部分中被短接。
20.根据权利要求16所述的设备，其中每一瞬态恢复电路包括比较器，其经配置以接 收阈值电压和用于相关联负载的输出电压且产生控制信号，以及晶体管，其耦合在高电压或低电压与用于所述相关联负载的所述输出电压之间且基于 所述控制信号而启用。
21.根据权利要求16所述的设备，其中每一瞬态恢复电路包括第一比较器，其经配置 以接收低阈值电压和用于相关联负载的输出电压且产生第一控制信号，第一晶体管，其耦合在高电压与用于所述相关联负载的所述输出电压之间且基于所述 第一控制信号而启用，第二比较器，其经配置以接收高阈值电压和用于所述相关联负载的所述输出电压且产 生第二控制信号，以及第二晶体管，其耦合在低电压与用于所述相关联负载的所述输出电压之间且基于所述 第二控制信号而启用。
22.根据权利要求16所述的设备，其中所述多个瞬态恢复电路独立于所述调压器而操作。
23.一种方法，其包括基于电源电压和参考电压而产生用于负载的输出电压；检测所述输出电压中的瞬态；以及通过将所述输出电压耦合到高电压或低电压来校正所述输出电压中的所述所检测到 的瞬态。
24.根据权利要求23所述的方法，其中所述检测瞬态包括将所述输出电压与低阈值 电压进行比较；以及当所述输出电压低于所述低阈值电压时检测低瞬态，且其中所述校正 所述所检测到的瞬态包括将所述输出电压耦合到所述高电压以校正所述低瞬态。
25.根据权利要求24所述的方法，其中所述校正所述所检测到的瞬态包括当检测到 所述低瞬态时，将所述输出电压耦合到所述高电压，直到所述输出电压高于滞后电压为止， 所述滞后电压高于所述低阈值电压。
26.根据权利要求23所述的方法，其中所述检测瞬态包括将所述输出电压与高阈值 电压进行比较；以及当所述输出电压高于所述高阈值电压时检测高瞬态，且其中所述校正 所述所检测到的瞬态包括将所述输出电压耦合到所述低电压以校正所述高瞬态。
27.根据权利要求26所述的方法，其中所述校正所述所检测到的瞬态包括当检测到 所述高瞬态时，将所述输出电压耦合到所述低电压，直到所述输出电压低于滞后电压为止， 所述滞后电压低于所述高阈值电压。
28.根据权利要求23所述的方法，其进一步包括基于所述电源电压和第二参考电压而产生用于第二负载的第二输出电压；检测所述第二输出电压中的瞬态；以及通过将所述第二输出电压耦合到所述高电压或所述低电压来校正所述第二输出电压 中的所述所检测到的瞬态。
29.根据权利要求28所述的方法，其中所述产生所述输出电压包括在第一时钟周期 期间，基于所述参考电压和所述输出信号而产生调节器输出信号；以及在所述第一时钟周 期期间对所述调节器输出信号进行滤波以产生用于所述负载的所述输出电压，且其中所述 产生所述第二输出电压包括在第二时钟周期期间，基于所述第二参考电压和所述第二输 出信号而产生所述调节器输出信号；以及在所述第二时钟周期期间对所述调节器输出信号 进行滤波以产生用于所述第二负载的所述第二输出电压。
30.一种设备，其包括用于基于电源电压和参考电压而产生用于负载的输出电压的装置；用于检测所述输出电压中的瞬态的装置；以及用于通过将所述输出电压耦合到高电压或低电压来校正所述输出电压中的所述所检 测到的瞬态的装置。
31.根据权利要求30所述的设备，其中所述用于检测瞬态的装置包括用于将所述输出 电压与低阈值电压进行比较的装置；以及用于在所述输出电压低于所述低阈值电压时检测 低瞬态的装置，且其中所述用于校正所述所检测到的瞬态的装置包括用于将所述输出电压 耦合到所述高电压以校正所述低瞬态的装置。
32.根据权利要求30所述的设备，其中所述用于检测瞬态的装置包括用于将所述输出 电压与高阈值电压进行比较的装置；以及用于在所述输出电压高于所述高阈值电压时检测 高瞬态的装置，且其中所述用于校正所述所检测到的瞬态的装置包括用于将所述输出电压 耦合到所述低电压以校正所述高瞬态的装置。
33.根据权利要求30所述的设备，其进一步包括用于基于所述电源电压和第二参考电压而产生用于第二负载的第二输出电压的装置；用于检测所述第二输出电压中的瞬态的装置；以及用于通过将所述第二输出电压耦合到所述高电压或所述低电压来校正所述第二输出 电压中的所述所检测到的瞬态的装置。
34.根据权利要求33所述的设备，其中所述用于产生所述输出电压的装置包括用于 在第一时钟周期期间，基于所述参考电压和所述输出信号而产生调节器输出信号的装置； 以及用于在所述第一时钟周期期间对所述调节器输出信号进行滤波以产生用于所述负载 的所述输出电压的装置，且其中所述用于产生所述第二输出电压的装置包括用于在第二 时钟周期期间基于所述第二参考电压和所述第二输出信号而产生所述调节器输出信号的 装置；以及用于在所述第二时钟周期期间对所述调节器输出信号进行滤波以产生用于所述 第二负载的所述第二输出电压的装置。
全文摘要
本发明描述一种具有良好的瞬态性能且包含调压器以及一个或一个以上(K个)瞬态恢复电路的功率控制器。所述调压器接收电源电压且产生调节器输出信号，所述调节器输出信号用以产生用于K个负载的K个输出信号。每一瞬态恢复电路检测相应的输出电压中的瞬态且校正所述所检测到的瞬态。在一种设计中，所述瞬态恢复电路将所述输出电压与低阈值电压进行比较，当所述输出电压低于所述低阈值电压时检测低瞬态，且将所述输出电压耦合到高电压以校正所述低瞬态。或者或另外，所述瞬态恢复电路将所述输出电压与高阈值电压进行比较，当所述输出电压高于所述高阈值电压时检测高瞬态，且将所述输出电压耦合到低电压以校正所述高瞬态。
文档编号H02M3/156GK101978586SQ200980109443
公开日2011年2月16日 申请日期2009年3月19日 优先权日2008年3月19日
发明者杰克逊·金, 肯·次·金·莫, 马尔科·科斯基 申请人:高通股份有限公司