温度补偿电压泵的制作方法

专利名称：温度补偿电压泵的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有温度补偿电路的集成电路电压泵，该温度补偿电路在可操作 的温度范围上提供改善的DC输出电压精确度。该补偿电路可操作为消除或减小跨过该集 成电路电压泵的半导体二极管的电压降的由温度引起的变化。
背景技术：
集成电路电压泵或电荷泵被用于各种应用范围，其中，需要提供数值上大于在特 定应用中的任何有用或可获得的正或负DC电压的DC电压。这些应用中的许多应用涉及便 携式以及电池供电式设备，诸如移动终端或者因此电子或电声部件。电压泵应用的一个重 要领域是将DC偏置电压提供给电容式麦克风，诸如用于电信设备的微型微机电电容式麦 克风。在这种类型的麦克风应用中，集成电路电压泵通常集成有其他类型的信号处理和调 节电路，诸如常用半导体管晶片上的前置放大器、I/O接口、电压调整器、A/D转换器等。电容式麦克风包括换能器元件，该换能器元件包括和多孔背板相邻设置的可移位 膜片。膜片与背板之间的距离通常称为气隙高度。在操作中，由极高阻抗DC电压源在膜片 与背板之间施加DC偏置电压。膜片和背板形成具有由DC偏置电压生成的中间电场的电容 器结构的板。由于DC电压源的极高阻抗，电容结构上的电荷在操作期间基本上保持恒定， 并且可以通过放大基本上与冲击膜片的声压成比例的感生AC或信号电压来检测声压。电容式麦克风可以包括微机电(MEMQ换能器元件或常规电容式换能器元件。基 于MEMS的麦克风通常通过应用半导体工艺技术用面向大批量的工艺来制造。通常期望使得集成电路电压泵的DC输出电压在如下范围上尽可能精确，S卩，半导 体工艺变化、电源电压变化以及遍布可操作温度范围或目标温度范围(诸如0摄氏度与70 摄氏度之间)。这对于用于电容式麦克风的电压泵同样成立，其原因在于，电容式麦克风的电声 敏感度直接与所施加的DC偏置电压的电平相关。然而，具有集成电路电压泵的电信电容式 麦克风销量很高并且价格很低。由于集成电路的成本基本上直接与半导体晶片的面积相 关，所以出于降低价格的目的，重要的是使电压泵所占用的晶片面积最小化。WO 2005/05M05公开了基于迪克森(Dickson)转换器的示例性现有技术集成电 路电压泵。迪克森转换器包括多个级联的泵级，其中，每个泵级包括两个级联的半导体二极 管或二极管，其中，第一泵电容器设置在这些二极管之间，而第二电容器电连接至第二二极 管的阴极。分别提供给第一泵电容器和第二泵电容器的一对非重叠电压脉冲使得每个二极 管以交替方式进入和退出其正向或导通模式。由于每个二极管都是与其相应的泵电容器串 联的，例如由温度变化或半导体工艺变化所引起的跨过二极管的电压降的变化，在导通模 式下导致泵电容器电压的相应变化。泵电容器电压的该变化将遍及泵级的级联而反映到集 成电路电压泵的DC输出电压。跨过诸如二极管接法(diode-cormectecOPMOS晶体管的二 极管的二极管的电压降具有大约2mV每摄氏度的温度系数，从而使得操作温度的40度的变 化导致二极管电压降的大约SOmV的变化。该温度效应随着单个泵级的数量而明显倍增，并且导致集成电路电压泵的DC输出电压(跨越额定或期望温度范围)的不期望且可能很大 的变化。根据本发明，解决了该问题和其他问题，其中集成电路电压泵包括温度补偿电路， 该温度补偿电路消除或减小了导通模式下二极管电压降的上述由温度引起的变化的效应。
现有技术EP 1176603 Al公开了一种用于向半导体存储器的单元提供电压的电荷泵电路。 通过返回回路，针对温度变化、设计和制造变化补偿了电荷泵的输出电压。US 6，5 ，421公开了一种耦合到SRAM存储器单元中的NMOS下拉晶体管的电荷泵 电路。该电荷泵电路对于下拉晶体管起到体偏置发生器(“反向偏置”)的作用，并且对温 度变化进行响应以补偿NMOS下拉晶体管的阈值电压的由温度引起的变化。 US2004/0066225公开了一种耦合到反馈型调整电路的双电荷泵电路。该调整电路 将双电荷泵的输出电压与基准电压进行比较，并且将时钟周期不同的第一时钟信号和第二 时钟信号提供给双电荷泵电路以保持其输出电压恒定。

发明内容
根据本发明的第一方面，提供了 一种集成电路电压泵，包括输入端子，适于接收DC 输入电压；输出端子，提供从DC输入电压得到的DC输出电压。泵级设置在输入端子与输出 端子之间，并且包括分别电连接到第一泵电容器和第二泵电容器的第一半导体二极管和第 二半导体二极管。第一半导体二极管和第二半导体二极管中的每个都具有在导通模式下具 有预定温度系数的二极管电压降。补偿电路适于基于第一非重叠时钟信号和第二非重叠时 钟信号生成具有各幅度的第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲，以及将第一电压脉 冲和第二电压脉冲分别施加到第一泵电容器和第二泵电容器。补偿电路适于调整第一非重 叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲中的至少一个的幅度，以补偿所述二极管电压降中的至 少一个的由温度引起的变化。本发明的集成电路电压泵或电压泵优选地包括迪克森泵架构，其中在第一非重叠 电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的控制下，使得第一半导体二极管和第二半导体二极管以 交替的方式进入和退出导通模式。将第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲分别施加 到(在与电连接到半导体二极管的节点相对的电容器节点上的)第一泵电容器和第二泵电 容器。第一泵电容器和第二泵电容器用作各电荷存储器件。补偿电路优选地适于调整第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的各幅度， 以补偿第一半导体二极管和第二半导体二极管的二极管电压降的各由温度引起的变化。根 据本发明的一个实施方式，第一电压脉冲的幅度可以独立于第二电压脉冲而调整。这可能 是有利的，如果第一半导体二极管的温度系数与第二半导体二极管的温度系数不同——例 如，如果半导体二极管属于不同类型。然而，在第一半导体二极管和第二半导体二极管属于 具有基本上相同的温度系数的相同类型的实施方式中，可以有利地以相同的量调整第一电 压脉冲和第二电压脉冲的幅度。第一半导体二极管和第二半导体二极管优选地包括选自以下各项构成的组的二 极管多晶硅二极管、N阱中的扩散二极管、二极管接法MOS晶体管、二极管接法双极型晶体管。第一半导体二极管和第二半导体二极管优选地属于相同类型，例如二极管接法PMOS晶 体管，但在某些本发明实施方式中也可以属于不同类型，特别是在尽管类型不同但半导体 二极管在导通模式或正向偏置模式下具有合理匹配的温度系数的实施方式中。泵电容器可 以包括各金属电容器、各多晶硅-多晶硅电容器或者MOS (金属-氧化物-硅)电容器或者 对于所讨论的特定集成电路技术可用的任何其他一种或多种适当类型的电容器器件。该集成电路电压泵可以包括多个级联的泵级，其中每个泵级包括电连接到各泵电 容器的各半导体二极管。从第一电压脉冲和第二电压脉冲的幅度的角度来看，泵级的数量 通常适于期望或目标DC输出电压。多个级联的泵级的所有半导体二极管优选地属于相同 类型，并且可以另外具有相同的尺寸以简化集成半导体衬底上的电路布局。通过调整级联 泵级的数量，能够以直接的方式获得很宽范围的DC输出电压。在某些实施方式中，可以将 级联泵级的数量选取为提供在数值上处于DC输入电压的2倍至10倍之间的电压泵的DC输 出电压。例如，如果DC输入电压是1.8伏特，则DC输出电压范围落在3. 6伏特与18伏特 之间，如果DC输入电压是-1. 8伏特，则DC输出电压范围落在-3. 6伏特与-18伏特之间。根据本发明的特别有利的实施方式，补偿电路被配置为从温度敏感性DC电压源 得到第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的各预定幅度。温度敏感性DC电压源具 有与第一半导体二极管和/或第二半导体二极管的温度系数基本上相同的温度系数，这使 得其非常适合于得到跟随或跟踪跨过第一半导体二极管和第二半导体二极管的二极管电 压降的温度变化的各种类型的AC或DC电压。在该实施方式的一个变形中，正向偏置半导 体二极管连接在温度敏感性DC电压源与基本上与温度无关的DC电压源之间。基本上与温 度无关的DC电压源可以包括带隙电压基准、发电机或者任何其他类型的合适的与温度无 关的DC电压源，诸如其温度系数低于0. an伏特/摄氏度的DC电压源，或者更优选地低于 0. Im伏特/摄氏度。温度敏感性DC电压源优选地包括与第一半导体二极管和第二半导体二极管中的 至少一个属于相同类型的正向偏置半导体二极管，以使得输出DC电压可以跟踪跨过第一 半导体二极管和第二半导体二极管的二极管电压降的变化。另外，可以有利地将通过正向偏置半导体二极管的静态电流电平设定为与通过第 一半导体二极管和/或第二半导体二极管的静态电流电平基本上相同，以使得跨过正向偏 置半导体二极管的电压降的温度系数进一步改善在跨过第一半导体二极管和/或第二半 导体二极管的二极管电压降与温度敏感性DC电压源的DC电压之间的跟踪。在本发明的上 下文中，静态电流电平是在电压泵的DC输出电压已经达到其静态值之后通过每个半导体 二极管的平均电流。在本发明的多个有用的实施方式中，将正向偏置半导体二极管进行偏置在弱反转 区中，在该弱反转区中，通过泵级的第一半导体二极管和第二半导体二极管的镜头电流电 平比较小，诸如在ΙμΑ至ΙΟΟμΑ之间或者在5μΑ至ΙΟμΑ之间。在集成电路电压泵上的 负载阻抗非常大的应用中，通过泵级的半导体二极管的静态电流电平通常较小。大的负载 阻抗通常由耦合到电压泵的DC输出电压的电容性电声换能器元件代表。在微型电容式麦 克风应用中，电声换能器元件的阻抗通常对应于0. 5pF至IOpF之间的电容。可选地，特别地但不排他地，在电压泵上的负载阻抗较小并且通过第一半导体二 极管和第二半导体二极管中中的每个的静态电流相应地较大的应用中，使正向偏置半导体二极管偏置在中等反转区或强反转区中。在本发明的一个有利的实施方式中，将通过正向偏置半导体二极管的静态电流电 平自适应地调整为通过第一半导体二极管和第二半导体二极管之一或两者的电流电平。这 具有如下优点，即，电压泵能够处理很大范围的负载阻抗，并且仍然以较低的温度变化传递 DC输出电压，其原因在于，通过泵级的第一半导体二极管和/或第二半导体二极管的静态 电流电平与通过正向偏置半导体二极管的静态电流电平之间的紧密匹配得以维持。根据该 实施方式，补偿电路包括-电流传感器，适于检测通过第一半导体二极管或第二半导体二极管的电流电 平；-自适应控制回路，适于调整通过温度敏感性DC电压源的正向偏置半导体二极管 的电流电平以匹配于所检测到的通过第一半导体二极管或第二半导体二极管的电流电平。在本发明的一个实施方式中，补偿电路包括时钟泵电路，该时钟泵电路利用上述 温度敏感性DC电压源和与温度无关的DC电压源，从第一非重叠时钟信号和第二非重叠时 钟信号生成具有适当的温度依赖性的第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲。根据该 实施方式，补偿电路包括第一级，耦合到第一非重叠时钟信号和第二非重叠时钟信号，并且 从与温度无关的DC电压源被供电。第二级操作性地连接到第一级的信号输出，并且从温度 敏感性DC电压源被供电，以生成第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲。第一级可以 包括第一反相器和第二反相器，其中各输入耦合到第一非重叠时钟信号和第二非重叠时钟 信号，输出耦合到第二级的各输入。电压泵可以包括一体地形成的时钟发生器，其适于生成第一非重叠时钟信号和第 二非重叠时钟信号。可选地，可以将时钟发生器设置在电压泵外部，并且通过适当的时钟输 入端子或衬垫将适当的非重叠时钟信号施加到电压泵。本发明的另一方面涉及一种电容式麦克风，其包括麦克风换能器元件。麦克风换 能器元件优选地包括可移位膜片和相邻设置的多孔背板。根据任何上述实施方式的集成电 路电压泵操作性地连接到麦克风换能器元件，并被配置为在可移位膜片与多孔背板之间施 加DC偏置电压。DC偏置电压可以针对基于微机电(MEMQ换能器元件的电容式麦克风具有 4伏特至10伏特之间的幅度，或者针对常规电容式换能器元件具有10伏特至60伏特之间 的幅度。


将结合附图更详细地描述本发明的优选实施方式，其中图1是根据本发明的第一实施方式的集成电路电压泵的示意图，图2是图1所示的集成电路电压泵的基于二极管的电压泵级的示意图，图3是用于图1所示的集成电路电压泵的补偿电路的第一部分的示意图，图4是用于图1所示的集成电路电压泵的补偿电路的第二部分中所包括的时钟泵 电路的示意图，以及图5是针对根据本发明第二实施方式的实验性集成电路电压泵的DC输出电压相 对于温度的图线。
具体实施例方式图1示出了根据本发明优选实施方式的集成电路电压泵或电压泵100。电压泵100 基于所谓的迪克森泵架构，该迪克森泵架构包括四个级联的泵级114、116、118、120。迪克 森电荷泵架构的特征在于简单的电路配置，该电路配置可以通过许多不同的集成电路半导 体工艺或技术(例如，CMOS或BiCMOS亚微米工艺)来实现，并且具有非常小的晶片面积占 用。本电压泵优选地用(通常对高耐压部件具有某种程度的支持的)标准半导体工艺来制 作。可选地，高压半导体工艺可以用于例如通过利用高压集成电路部件的能够承受比额定 电源电压高的电压的选定子集来实现本电压泵100。迪克森泵架构使得能够使用高压部件 的这种子集，例如深N阱。基于迪克森的电荷泵的另一优点是，其在驱动高阻抗负载(例如，由电容式麦克 风换能器的膜片和背板结构形成的电容器板)时的低噪声以及DC输出电压中的低输出纹 波。即，当电压泵100的DC输出电压已经达到额定DC电压时，通过实施为二极管接法PMOS 晶体管(参考图2)的整流二极管Dl、D2、D3和D4的电流变得非常小。这导致二极管D1、 D2、D3和D4的阻抗显著增加，并由此有效地过滤了任何切换噪声和来自其他电路部分的噪 声。在图1中，第一电路部分101包括非重叠时钟发生器(OSC) 110，操作性地连接到补 偿电路(CCl) 112。第二电路部分102包括设置在提供DC电压输出的电压泵100的输入端 子(a)与输出端子Vott之间的四个级联的泵级114、116、118、120。任选的低通/平滑滤波 器(包括串联电阻&和平滑电容器CJ连接在泵输出节点(e)与Vot端子之间。该低通/ 平滑滤波器可操作为使Vot处的DC输出电压中的噪声分量(诸如与切换相关的噪声)衰 减。串联电阻Rtj可以包括电阻器、二极管、甚至一对反并联二极管或者其任何组合。由于 具有大电阻的电阻器(其要求良好的噪声分量衰减)倾向于占据集成半导体晶片或衬底的 较大表面积，因此将串联电阻Rtj实现为二极管或二极管网络可能是有利的。特别是如果通 过输出端子Vot牵引的负载电流非常小，例如小于InA或小于ΙρΑ，就属于这种情况。电压泵的DC电源电压是通过DC电源端子Vdd提供的。该Vdd端子可以连接到包括 本电压泵100的集成电路的合适的DC电源线或电源轨，或者其可以电连接到便携式通信设 备的外部电源轨。在本发明的某些实施方式中，将电压调整器插入电压泵100的所示的Vdd 端子与DC电源线103之间，以独立于DC电源端子Vdd上的可能的电压变化或波动而向电压 泵100提供稳定的DC电源电压。此外，从带隙电压发生器(未示出)通过端子Vbandmp将精确且基本上与温度无关 的DC电压提供给补偿电路112。非重叠时钟发生器110生成一组非重叠时钟或振荡器信号并且通过电路节点或 端子Pl和P2将其提供给补偿电路112。本电压泵100尤其非常适合作为集成电路上的用 于电信电容式麦克风的构造块(buildingblock)。本电压泵100在端子Vqut上的DC输出电 压优选地适于落在5伏特至20伏特之间的范围中。在本电压泵的其他实施方式中，可以提 供高达大约60伏的DC输出电压，尽管该后者电压可能需要定制的高压IC工艺。在本应用中，非重叠时钟信号的时钟频率优选地在lOOkHz-lOMHz的范围内，但其 他实施方式根据特定应用的要求可能需要更高或更低的时钟频率。补偿电路112包括时钟泵电路，时钟泵电路适于提升或增加端子Pl和P2上提供的第一非重叠时钟信号和第二非重叠时钟信号的幅度，并且生成各幅度的第一和第二相应 非重叠电压脉冲。这将结合图4来详细说明。非重叠电压脉冲分别通过端子ΡΓ和P2’来 提供，并且施加到每个级联的泵级114、116、118、120。向优选地基本上相同的泵级(表示 为UPC2)中的每个提供输入信号，这些输入信号在电路节点(b)、(c)和(d)处表征为被振 荡信号重叠的DC电压，该振荡信号所具有的脉冲幅度大致对应于ΡΓ或P2’的脉冲幅度。节点(a)优选地耦合为接收来自补偿电路CCl (112)的DC输入电压。在本发明的 本实施方式中，该DC输入电压为大约1.0伏，但可以根据泵级的数量、泵级的特性以及电压 泵100的期望/目标DC输出电压而变化。DC输入电压优选地由高度地与温度无关且与工 艺无关的DC电压源构成或得到，以维持从DC输入电压得到的泵浦的或倍增的DC输出电压 的精确度。在本发明的本实施方式中，DC输入电压从电压泵100外部的片上带隙电压基准 得到，正如结合图3而说明的那样。泵级的级联114、116、118、120生成从电路节点(a)到电路节点(b)，到电路节点 (C)、到电路节点(d)、再到电路节点(e)的逐渐变大的电压电平。如图2所示，本发明的本实施方式针对每个泵级114、116、118、120使用四个单独 的二极管-电容器耦合或组件，但也可以使用更少或更多的耦合，诸如在一个泵级中使用 两个二极管-电容器耦合。类似地，根据可用的DC输入电压、第一电压脉冲ΡΓ和第二电 压脉冲P2’的幅度和/或期望/目标DC输出电压，在电压泵的其他实施方式中可以使用额 外的或更少的二极管-电容器耦合。迪克森电压泵通常包括多个(诸如5至20个)二极 管-电容器耦合。如图2所示，将送往泵级的输入信号提供给第一二极管接法PMOS晶体管Dl或表 示为“In”(输入)的端子处的PMOS 二极管，并且在表示为“Out”(输出)的端子处提供泵 浦的输出信号。泵级包括四个泵电容器C1-C4，其中每个都具有连接到内部电路节点的第 一端子，该内部电路节点设置在一对级联的PMOS 二极管之间。泵电容器的另一端子或第二 端子操作性地连接到施加第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的端子P1’和P2’之 一。泵级通过如下方式操作，即，令ΡΓ和P2’上的第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压 脉冲分别交替地对电容器Cl、C3以及C2、C4充电。在ΡΓ无效或逻辑“0” (例如，在接地 电平上)的时钟阶段，泵电容器Cl通过正向偏置(导通模式)的PMOS 二极管Dl被充电， 而PMOS 二极管D2是逆向偏置(非导通模式)的，其原因在于，P2’上的电压脉冲在为有效 或者预定幅度处的逻辑“1”。在相反的时钟阶段，ΡΓ有效而在P2’上无效，这意味着PMOS 二极管Dl和D2之间的内部节点提升到如下电压，S卩，该电压对应于“In”电压加上脉冲电 压ΡΓ的幅度减去在其导通模式下跨过Dl的正向二极管电压降。通过正确选取电压脉冲 ΡΓ和P2’的幅度，泵级的所有内部节点都可以相应地逐渐提升到“^1”的电压电平之上的 电压电平。然而，电压泵100的Vqut上的DC输出电压的精度直接与P1，和P2，上的第一非重 叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的幅度二者以及在其导通模式下跨过每个级联的PMOS 二极管(诸如Dl和D2)的二极管电压降相关。由于迪克森型电压泵通常包括大量级联的 二极管，例如在本发明的本实施方式中的在四个相同的泵级之间均勻分布的16个PMOS 二 极管，因此二极管电压降的任何变化都将导致DC输出电压中的倍增效应并且导致相对于 其额定值或预期值的不期望的变化。
由于在导通模式或状态下跨过PMOS 二极管的二极管电压降具有大约2mV每摄氏 度的温度依赖性，因此如果电压泵没有得到补偿(假定所有二极管属于相同类型并且在相 同温度上工作)，则本电压泵100的从0到70摄氏度的工作温度变化将导致DC输出电压的 大约16*140mV = 2. M伏特的显著的由温度引起的变化。其他类型的半导体二极管表现出 相应的温度依赖性。值得注意的是，二极管电压降及其关联温度依赖性是由特定类型二极管的基本半 导体物理特性决定的，从而很大程度上独立于二极管的尺寸、几何形状和工艺产量。图3和图4示出了适于补偿本电压泵100中的PMOS 二极管电压降的上述由温度 引起的变化的补偿电路CCl (112)的各部分llh、112b。补偿电路112的操作提高了本电压 泵100的DC输出电压遍布其工作温度范围的精确度。图3示出了补偿电路112的第一部分11加，并且包括电阻性分压器，该电阻性分压 器包括电阻Rl和R2，电阻Rl和R2从片上带隙电压基准通过端子Vbandmp耦合到高精确度DC 带隙电压，如上所述。耦合有单位增益(unity-gain)的同相运算放大器301将来自电阻性 分压器的DC带隙电压的被缓冲且被缩放的复制品提供为端子Vkef上的基本上与温度无关 的DC电压。在端子Vekk上生成温度敏感性DC电压，并且该DC电压是在DC基准电压之上的 一个PMOS 二极管电压降，其原因在于，二极管接法PMOS晶体管303在其正向或导通模式下 被恒定电流生成器IDCBUS305所偏置。优选地将IDCbias的DC电流调整为1 μ Α-100 μ A之间 (诸如5 μ A-IO μ A之间)的值，以在PMOS晶体管303所具有的尺寸大约为200/0. 35 ym(ff/ L)时保持其被偏置在弱反转(weak-inversion)区中。IDCbias的值的该范围提供了与每个 级联的PMOS 二极管(本发明的本实施方式中的D1-D4)的静态电流的良好匹配，因此确保 了二极管接法PMOS晶体管303的温度特性紧密地匹配于每个泵级的级联的PMOS 二极管 D1-D4在导通或正向偏置模式下的温度特性。另外，由于补偿电路112的二极管耦接PMOS晶体管303与每个泵级114、116、118、 120的整流PMOS 二极管D1-D4属于相同类型(图2和图3)，因此导通模式下整流PMOS 二 极管D1-D4的任何由温度引起的二极管电压降的变化通过跨过二极管接法PMOS晶体管303 的二极管电压降的成比例的变化来跟踪。另外，在这种情况下，甚至整流PMOS 二极管D1-D4 的由半导体工艺引起的二极管电压降的变化也通过二极管耦接PMOS晶体管303来跟踪。这 意味着端子Vekk上的温度敏感性DC电压经受着与每个整流PMOS 二极管D1-D4相同的由温 度引起的DC电压变化，其原因在于，端子Vkef上的DC电压基本上与温度无关，正如下面详 细说明的那样。在端子V·上的温度敏感性DC电压与跨过整流PMOS 二极管D1-D4的各二 极管电压降之间的这种跟踪被图4所示的补偿电路112(图1上的CCl)部分所采用。图4示出了时钟泵电路112b，时钟泵电路112b包括两个基本上相同的部分，用于 生成第一非重叠电压脉冲ΡΓ和第二非重叠电压脉冲P2’，如虚线框所示。时钟泵电路112b 适于增加由非重叠时钟发生器110(参见图1)分别在输入端子Pl和P2上提供的第一非重 叠时钟信号和第二非重叠时钟信号的各幅度或电平。时钟泵电路112b的输出信号为提供 给泵级114、116、118、120的上述第一非重叠电压脉冲P1’和第二非重叠电压脉冲P2’(参 见图2和图3)。时钟泵电路11 包括反相器405形式的第一级，该反相器405(以及虚线框中的 重复电路内的对应反相器)从端子Vkef上的DC基准电压被供电。这意味着从反相器405出来的时钟信号所具有的幅度基本上与DC基准电压相同。然而，第二级包括第二反相器403， 第二反相器403通过PMOS晶体管401耦合到端子Vekk上所生成的温度敏感性DC电压。由 于该第二反相器403操作性地连接到第一级并且从端子Vekk上的温度敏感性DC电压被供 电，因此第一非重叠电压脉冲ΡΓ的幅度由(端子Vekk上的)温度敏感性DC电压和第一级 反相器405的输出处的时钟信号的DC基准电压电平的叠加决定。因此，第一非重叠电压脉 冲ΡΓ的幅度(以及第二非重叠电压脉冲P2’的幅度)包括来自温度敏感性DC电压的贡 献，温度敏感性DC电压跟踪温度变化和半导体工艺变化，正如补偿电路11 的第一部分中 的二极管耦接PMOS晶体管303那样。这意味着导通模式下跨过整流PMOS 二极管D1-D4的 二极管电压降的由温度引起的或由半导体工艺引起的变化通过电压脉冲ΡΓ和P2’的幅度 的相应变化来跟踪。对电压脉冲PUP P2’的幅度的调整相应地补偿了由跨过PMOS 二极管 D1-D4的电压降的变化引起的每个泵级中的内部节点上的电压变化，其原因在于，这些内部 节点处的各电压是由非重叠电压脉冲ΡΓ和P2’的各幅度决定的。在本发明的本实施方式中，电压泵100的所有泵级114、116、118、120(参见图2和 图3)基本上相同。电压脉冲ΡΓ和P2’的幅度是相等的并且遍布温度彼此跟踪，其原因在 于，这两个电压脉冲都是从在端子Vekk上生成的温度敏感性DC电压得到的。另外，由于相 同的电压脉冲PlIP P2’被施加到所有(基本上相同的)泵级114、116、118、120，因此可以 通过图3和图4所示的单个低复杂度电路来同时补偿所有泵级。本发明的本实施方式的另 一个非常有利的性质是单个泵级的数量可在不需要对补偿电路112进行任何修改的情况 下进行缩放。该特征使得电压泵100的DC输出电压以可靠且迅速的方式适合于任何特定 应用的要求。在许多成本敏感的高产量应用中，补偿电路112的低复杂度和低晶片面积占用也 是非常有利的，其原因在于，这保持了电压泵100的低成本。图5示出了与不具有本发明的温度补偿电路的相应电压泵相比，针对根据本发明 的实验性集成电路电压泵的DC输出电压相对于温度的曲线图。受测的实验性电压泵实 施方式与图1-图4所示的电压泵100在电路拓扑方面大体相同，但包括七个单独的二极 管-电容器耦合或组件，这与上述的具有16个单独的二极管-电容器耦合的实施方式相 反。受测的实验性集成电路电压泵以0.35 μ m CMOS半导体工艺(包括深N阱)制造，并且 使用一对二极管来实现在端子Vott处的DC输出电压之前的低通/平滑滤波器的电阻Rtj(图 1的部件R0)。对于曲线图所示的测量结果，将实验性集成电路电压泵的DC输入电压设定为1.8 伏特。在曲线图中，沿y轴绘出电压泵100的端子Vot处的所测量的DC输出电压，而沿χ轴 绘出以摄氏度为单位的电压泵的温度。如图所示，测试温度从大约负30度到正70度扫过。曲线图的实线501示出了针对实验性电压泵(即，实施本发明)，端子Vqut处的所 测量的DC输出电压相对于温度的关系，而虚线502示出了不具有温度补偿电路的电压泵的 所测量的DC输出电压。应当理解，已经获得了 DC输出电压随温度变化的显著减小。该变 化对于未经补偿的电压泵为大约2. 5伏特，对于实验性电压泵仅为大约0.7伏特。另外，对 该实验性电压泵的补充研究表明，所测量的残留DC输出电压随温度的变化可归因于用于 实现低通/平滑滤波器的电阻&的上述一对串联二极管(参见图1)。相应地，通过用温度 系数更小但电阻值相似的电阻器或其他电阻性部件来替换一对串联二极管，容易地获得对实验性电压泵的进一步性能改善。
权利要求
1.一种集成电路电压泵，包括-输入端子，适于接收DC输入电压，-输出端子，提供从所述DC输入电压得到的DC输出电压，-泵级，设置在所述输入端子与所述输出端子之间，并且包括分别电连接到第一泵电容 器和第二泵电容器的第一半导体二极管和第二半导体二极管，-第一半导体二极管和第二半导体二极管中的每个都具有在导通模式下具有预定温度 系数的二极管电压降，-补偿电路，适于基于第一非重叠时钟信号和第二非重叠时钟信号生成各幅度的第一 非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲，以及将所述第一电压脉冲和第二电压脉冲分别施 加到所述第一泵电容器和所述第二泵电容器，-其中，所述补偿电路适于调整所述第一非重叠电压脉冲和所述第二非重叠电压脉冲 中的至少一个的幅度，以补偿所述二极管电压降中的至少一个的由温度引起的变化。
2.根据权利要求1所述的集成电路电压泵，其中，所述补偿电路适于调整所述第一非 重叠电压脉冲和所述第二非重叠电压脉冲的各幅度，以补偿第一二极管电压降和第二二极 管电压降的各由温度引起的改变。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路电压泵，包括设置在所述输入端子与所述输出 端子之间的多个级联的泵级。
4.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路电压泵，其中，每个半导体二极管都包 括选自以下各项构成的组的二极管{多晶硅二极管、N阱中的扩散二极管、二极管接法MOS 晶体管、二极管接法双极型晶体管}。
5.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路电压泵，其中，所述泵级的所有半导体 二极管或者所述多个级联的泵级的所有半导体二极管属于相同类型。
6.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路电压泵，其中，所述补偿电路被配置为 从温度敏感性DC电压源得到第一非重叠电压脉冲和第二非重叠电压脉冲的各幅度，-所述温度敏感性DC电压源具有与所述第一半导体二极管或所述第二半导体二极管 的温度系数基本上相同的温度系数。
7.根据权利要求6所述的集成电路电压泵，其中，所述温度敏感性DC电压源包括与所 述第一半导体二极管和所述第二半导体二极管中的至少一个属于相同类型的正向偏置半 导体二极管。
8.根据权利要求7所述的集成电路电压泵，其中，所述正向偏置半导体二极管连接在 所述温度敏感性DC电压源与基本上与温度无关的DC电压源之间。
9.根据权利要求68中任一项所述的集成电路电压泵，其中，所述补偿电路包括时钟泵 电路，所述时钟泵电路包括-第一级，耦合到所述第一非重叠时钟信号和所述第二非重叠时钟信号，并且从所述与 温度无关的DC电压源被供电，-第二级，操作性地连接到所述第一级的信号输出，并且从所述温度敏感性DC电压被 供电，以生成所述第一非重叠电压脉冲和所述第二非重叠电压脉冲。
10.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路电压泵，其中，所述补偿电路包括-电流传感器，适于检测通过所述第一半导体二极管或所述第二半导体二极管的电流的电平，-自适应控制回路，适于调整通过所述温度敏感性DC电压源的所述正向偏置半导体二 极管的电流的电平，以匹配于所检测到的通过所述第一半导体二极管或所述第二半导体二 极管的电流的电平。
11.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路电压泵，其中，所述第一泵电容器和所 述第二泵电容器包括各金属电容器、多晶硅-多晶硅电容器或者MOS电容器。
12.一种电容式麦克风，包括-麦克风换能器元件，包括可移位膜片和相邻设置的多孔背板， -根据权利要求1至11中任一项所述的集成电路电压泵，操作性地连接到所述麦克风 换能器元件，并被配置为在所述可移位膜片与所述多孔背板之间施加DC偏置电压。
全文摘要
本发明涉及一种具有温度补偿电路的集成电路电压泵，该温度补偿电路在可操作的温度范围上提供改善的DC输出电压精确度。该补偿电路可操作为消除或减小跨过该集成电路电压泵的半导体二极管的电压降的由温度引起的变化。
文档编号H02M3/07GK102119479SQ200980131257
公开日2011年7月6日 申请日期2009年7月30日 优先权日2008年8月13日
发明者乌尔里克·维斯马 申请人:音频专用集成电路公司