专利名称：二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种变换器，特别是一种二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥 直流变换器，属于直流变换装置。
背景技术：
在中大功率的直流变换场合，全桥变换器由于开关管容易实现软开关和采用恒 定频率控制而得到了广泛的应用。近二十年来，出现了很多全桥变换器软开关控制策略 和电路拓扑。移相控制零电压开关全桥变换器和移相控制零电压零电流开关全桥变换 器均可实现开关管的软开关。但无论是零电压开关还是零电压零电流开关全桥变换器， 由于副边整流二极管存在反向恢复，变压器的漏感(或附加的谐振电感)就会同输出整 流管的结电容发生谐振，二极管上会承受较高的尖峰电压，因此必须选择高压整流二极 管，这也就意味着增加副边整流二极管的正向导通压降。Richard Redl, Nathan 0. Sokal andLaszlo Balogh,“A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter analysis, designconsiderations, and experimental results at 1. 5kff,IOOkHz," in Proc. IEEE PESC，1990，pp. 162-172公开了一种零电压开关全桥直流变换器，在变压器的原边引入一个 谐振电感和两只箝位二极管，不仅保持了开关管的软开关特性，同时有效地消除了输出整 流管上的电压尖峰和电压振荡。但是，引入的箝位二极管也存在一定的问题，在重载情况，当箝位二极管导通时， 谐振电感被短路，其电流几乎保持不变，输出滤波电感需要有较大的脉动电流，才能使箝位 二极管自然关断，否则箝位二极管将被硬关断，引起严重的反向恢复损耗，甚至损坏箝位二 极管。在轻载甚至空载情况下，变压器副边整流二极管的结电容放电阶段，释放的能量 无法转移到负载端，只能存储在谐振电感中，迫使箝位二极管多导通一次，箝位二极管中电 流为谐振电感电流与变压器原边电流之差，此时变压器原边电流近似为零，箝位二极管中 电流约等于谐振电感电流，由于谐振电感被超前桥臂的开关管和箝位二极管短路，电感电 流维持不变，所以箝位二极管中电流在近似半个开关周期里维持不变。两只箝位二极管在 一个开关周期交替导通，如果箝位二极管的关断速度不够快，容易直通，造成箝位二极管的 损坏。为此，申请号为200710019261. 8的发明专利“二极管加电流互感器箝位的零电压 开关全桥直流变换器”中提出了采用电流互感器的方法来减小流过箝位二极管中电流，使 其快速减小到零，提高了变换效率，但该电路增加的电流互感器整流电路的输出需要与预 没的辅助直流电压源连接，如该辅助直流电压源为另外设置时则电路较为复杂；当该辅助 直流电压源用变换器输出电压代替时，则会因全桥变换器处于开机启动状态或输出短路限 流状态时，输出电压相对很低，此时利用变换器输出电压将不能有效地对箝位二极管电流 进行复位。同时，若增加的电流互感器整流电路采用全桥整流方式，则需要使用四个二极 管，使电路更复杂，也会增加生产成本。
发明内容
本发明的目的在于针对上述的二极管加电流互感器箝位式的零电压开关全桥直流变换器的不足之处，设计一种电路结构更加简洁、有效、成本更低的在何种负载情况下都 可以有效地快速减小流过箝位二极管中的电流而提高变换效率的二极管加辅助变压器箝 位的零电压开关全桥直流变换器。本发明的二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器，包括直流电源 Viru第一逆变桥臂(1)和第二逆变桥臂(2)、谐振电感(3)、箝位电路(4)、隔离变压器(7)、 整流及滤波电路(8)，其连接关系是由第一开关管(Ql)和第三开关管(Q3)串联后组成的 第一逆变桥臂(1)正向并联在直流电源Vin正负输出端；由第二开关管(Q2)和第四开关 管(Q4)串联后组成的第二逆变桥臂(2)也正向并联在直流电源Vin正负输出端，上述第一 至第四的四个开关管(Q1、Q2、Q3、Q4)还各自并联一个体二极管和一个寄生电容；箝位电路 (4)由两个箝位二极管(D5、D6)正向串联组成，该箝位电路⑷反向并联在第一逆变桥臂 (1)两端和第二逆变桥臂⑵两端；隔离变压器(7)的副边两个同匝数的副边绕组相串联， 其中两个副边绕组的串联点与整流滤波电路(8)的负端相连，另外两个不相连的端子分别 与整流及滤波电路(8)的两个正端相连；谐振电感(3)和上述隔离变压器(7)原边绕组串 联，该串联支路两端分别连于第一逆变桥臂(1)的两个开关管(Q1、Q3)的串联点(A)和第 二逆变桥臂(2)的两个开关管(Q2、Q4)的串联点(B)；其特征在于还包括辅助变压器(5) 和辅助箝位电路(6)，所述辅助箝位电路(6)由两个辅助箝位二极管(Dal、Da2)正向串联 组成，该辅助箝位电路(6)反向并联在第一逆变桥臂⑴两端和第二逆变桥臂⑵两端；辅 助变压器(5)原边绕组的同名端与谐振电感(3)和隔离变压器(7)原边绕组的串联点(C) 相连，异名端与箝位电路(4)的两个箝位二极管(D5、D6)串联点(D)相连；辅助变压器(5) 副边绕组的同名端与箝位电路(4)的两个箝位二极管(D5、D6)串联点(D)相连，异名端与 辅助箝位电路(6)的两个辅助箝位二极管(Dal、Da2)串联点(E)相连。本发明由于箝位电路⑷和辅助箝位电路(6)均反向并联在第一逆变桥臂⑴两 端和第二逆变桥臂(2)两端；能更有效地消除因输出整流管的反向恢复而引起的电压振荡 和电压尖峰，降低了输出整流管的电压应力，并且消除了输出整流管因反向恢复引起的损 耗，同时，引入的辅助变压器(5)和辅助箝位电路(6)，该辅助变压器可以有效地快速减小 流过箝位二极管和辅助箝位二极管中电流，改善箝位二极管的工作环境，同时由于箝位电 路(4)和辅助箝位电路(6)均反向并联在变换器的输入电压的两端，完全不受开机启动状 态或输出短路限流状态时输出电压的影响，使变换器无论处于什么状态，都能利用直流电 源Vin的电压有效地对箝位二极管电流进行复位，具有工作更加稳定可靠，结构更加简洁 有效和成本更低等优点。
附图1是本发明的二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器实施 例电路结构示意图。附图2和附图3分别是本发明的二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流 变换器在重载和轻载(或是空载)情况下的主要工作波形示意图。
附图4 19是本发明的二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器的工作模态等效电路示意图。上述附图中的主要符号名称Vin、电源电压。Q1 Q4、开关管。C1-C4、寄生电容。 D1 D4、体二极管。Lp谐振电感。 ；、隔离变压器。D5、D6、箝位二极管。DK1、DK2、输出整流二 极管。Lf、滤波电感。Cf、滤波电容。Ru、负载。V。、输出电压。vre。t、变压器副边整流后电压。 VmA与B两点间电压。vCB、C与B两点间电压。Ta、辅助变压器。Ii1、辅助变压器原边匝数。 n2、辅助变压器副边匝数。Dal、Da2、辅助箝位二极管。
具体实施例方式附图1所示的是二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器的两种 电路结构示意图。由直流电源Vin、两个逆变桥臂1和2、谐振电感3、箝位电路4、隔离变压 器7、整流及滤波电路8、辅助变压器5、辅助箝位二极管6组成。Q1 Q4是四只主开关管， D1 D4分别是开关管Q1 Q4的体二极管，C1 C4分别是开关Q1 Q4的寄生电容，k是谐 振电感，Tr是隔离变压器，D5、D6是箝位二极管，Dei和Dk2是输出整流二极管，Lf是输出滤波 电感，Cf是输出滤波电容，RLd为负载，Ta是辅助变压器，Dal、Da2是辅助箝位二极管。本变换 器采用移相控制，开关管Q1和Q3分别超前于开关管Q4和Q2 —个相位，称开关管Q1和Q3组 成的第一逆变桥臂为超前桥臂，开关管Q2和Q4组成的第二逆变桥臂则为滞后桥臂。谐振电 感3和上述隔离变压器7原边绕组串联，该串联支路中谐振电感另一端和第一逆变桥臂1 的两个开关管QpQ3的串联点A相连，隔离变压器7原边绕组的另一端和第二逆变桥臂2的 两个开关管Q2、Q4的串联点B相连；本发明的特点是谐振电感3和隔离变压器7原边绕组 的串联点C和箝位电路4的两个箝位二极管D5、D6串联点D不直接相连，而是在点C和点D 之间串入辅助变压器5的原边绕组，辅助变压器5原边绕组的同名端与谐振电感3和隔离 变压器7原边绕组的串联点C相连，异名端与箝位电路4的两个箝位二极管D5、D6串联点D 相连；辅助变压器5副边绕组的同名端与箝位电路4的两个箝位二极管D5、D6串联点D相 连，异名端与辅助箝位电路6的两个箝位二极管Dal、Da2串联点E相连。下面以附图1为主电路结构，结合附图2 19叙述本发明的具体工作原理。本发 明在不同负载时的工作原理不同，下面分两种情况进行讨论，一种情况是重载，主要波形如 附图2所示；另一种情况为轻载，主要波形如附图3所示。在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件，整流二极管Dki 和Dk2除外，它们等效为一个理想二极管和一个电容并联，以用来模拟反向恢复；②所有电 感、电容和变压器均为理想元件；③定义辅助变压器的匝比k = ni/ri2。首先分析本发明工作在重载情况的工作原理。由附图2可知整个变换器在一个开 关周期有 16 种开关模态，分别是[tQ，tj、[t1 t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t3，t5]、[t5，t6]、[t6，
7]、[ 7，tg]、[tg， 9]、[tg，、[ti。，tn]、[tn，、2]、[^12 ‘ ^13]、[^13 ？ tj、j 15]、[ ^ χβ]
(见附图2)，其中，[t。，t8]为前半周期，[t8，t16]为后半周期。下面对各开关模态的工作情 况进行具体分析。1.开关模态l[t。，tj [对应于附图4]t0时刻关断开关管Q1，原边电流ip给电容C1充电，同时给电容C3放电，A点电压 下降。由于有电容Cdn C3,开关管Q1是零电压关断。结电容Cdk2放电，原边电流‘和谐振电感、谐振下降。由于C点电位始终大于零，故箝位二极管D6不可能导通。同时由于结 电容Cdk2放电，副边电压减小，原边电压随之减小，而B点电位箝在零，所以C点电位必小于 输入电压Vin，因此箝位二极管D5也不可能导通。、时刻，电容C3的电压下降到零，即A点 电位降为零，二极管D3导通。2.开关模态2[t1; t2][对应于附图5]D3导通后，可以零电压开通Q3。此时C点电压还没有下降到零，Cde2继续放电，iLr和ip继续下降。t2时刻，Cde2放电结束，De2导通，C点电压下降到零，开关模态2结束。3.开关模态3[t2，t3][对应于附图6]整流二极管Dki和Dk2同时导通，将变压器原副边电压箝在零位，此时A、B、C三点 电位均为零，谐振电感电流‘与原边电流ip相等，处于自然续流状态，并且一直保持不变。4.开关模态4[t3，t4][对应于附图7]t3时刻关断Q4, iLr给C4充电，同时给C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压 关断。由于Dki和Dk2都导通，因此变压器原副边电压均为零，Vab直接加在k上，因此，在这 段时间里，实际上是k和C2、C4在谐振工作。到t4时刻，vc4上升至Vin，C2的电压下降到零， D2自然导通。5.开关模态5[t4，t5][对应于附图8]D2导通后，可以零电压开通Q2。此时Vin仍全部加在Lr两端，ik= ip，两者线性下 降。下降到零后负方向增加，ip反向后由Q2和Q3提供通路，负载电流仍由两个整流二极管 提供回路，变压器原副边电压依旧为零。到、时刻，ip达到折算至原边的输出滤波电感电 流，Dki关断，该开关模态结束。6.开关模态6[t5，t6][对应于附图9]在t5时刻，谐振电感k与整流二极管结电容Cdki谐振工作，给整流二极管Dki的结 电容Cdki充电，原边电流、和谐振电感电流‘继续增加。在这段时间中，B点电压固定在 Vin，而变压器原边绕组电压由于整流二极管结电容Q3ki的充电也同时上升，故C点电位 一直在下降。到t6时刻，vre。t上升到(UkVin) /K，此时C点电压下降至_kVin，因此D6导通， 将vBC箝在Vin+kVin，相应地Vrat箝位在(Vin+kVin]/K，消除了副边的电压尖峰和电压振荡。7.开关模态7[t6，t7][对应于附图10]D6导通后，ip阶跃下降到折算到原边的滤波电感电流，并负向增加。箝位二极管电 流iD6从Ta原边异名端流入，感应到副边从异名端流出，使得Dal导通，Vin加在Ta的副边绕 组上，感应到原边为ycc = kVin，此电压加在k上，使‘快速减小。到t7时亥lj，ip和、相 等，该模态结束，D6自然关断。8.开关模态8[t7，t8][对应于附图11]t7时刻，D6自然关断后，Lr与Cmil谐振工作，使变压器副边整流后电压有一定的振 荡，同时原边向副边传递能量。下面分析本发明工作在轻载情况的工作原理。由附图3可知整个变换器在一个开 关周期有18种开关模态，其中[、，、]为前半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具 体分析。1.开关模态1 [tQ，tj [对应于附图12]t0之前，开关管Q1和Q4导通，原边电流从零开始线性增加，副边Dki导通，Dk2截止， 原边向副边提供能量。、时刻关断仏，“给^充电，同时给C3放电，A点电压下降。由于负载电流很小，在此模态内A点电压下降很小，几乎保持不变，因此ip以及、仍然保持线性增加。2.开关模态2[t1; t2][对应于附图I3]t0时刻，硬开通Q3, Q3和Q4同时导通，此时k和Cdk2谐振工作，使ip和、谐振下降。由于负载电流很小，iDE1将比Vra先减小到零。在t2时亥lj，iDE1减小到零，Dei关断。3.开关模态3[t2，t3][对应于附图14]t2时亥lj，Dei关断，vCDK2仍大于零，Cde2继续放电。等效于CDK2、Cmil串联与k谐振，C 点电位继续下降。t3时刻，C点电位下降到-kvin，D6导通。4.开关模态4[t3，t4][对应于附图I5]D6导通后，iD6从Ta原边异名端流入，感应到副边从异名端流出，使得Dal导通，Vin 感应到Ta原边的电压方向为左负右正，即D点电位高于C点，由于A与D点电位都为零，因 此k承受一个左正右负的电压，大小为kVin，从而使箝位二极管电流快速复位到零。变压 器原边电压被箝位在vBC = kVin，Cdei和Cdk2同时放电，均分iu，使Vrat下降且iP = 0。t4时 刻，vCDE2下降到零，De2导通。5.开关模态5[t4，t5][对应于附图ie]De2导通后，被箝位在kVin/K，D6继续导通使、下降，ip等于折算到原边的、。 t5时刻，、下降到零，Dk2关断。6.开关模态6[t5，t6][对应于附图Π]De2关断后，Q31^Cdk2并联与Lf谐振，使vre。t呈现为正弦振荡的电压波形。到t6时 刻，、下降到零，D6关断。7.开关模态7[t6，t7][对应于附图IS]t6时刻后，CDE1, Cde2并联与Lf继续谐振，直到t7时刻下一个有源状态的到来。8.开关模态8[t7，t8][对应于附图I9]t7时亥lj，关断Q4,开通Q2,原边向副边传递能量。由以上描述可知，本发明提出的二极管加辅助变压器的零电压开关全桥直流变换 器具有如下优点①能更有效地消除因输出整流管的反向恢复而引起的电压振荡和电压尖峰，降低 了输出整流管的电压应力，并且消除了输出整流管因反向恢复引起的损耗。②利用辅助变压器可以有效地快速减小流过箝位二极管和辅助箝位二极管中电 流，改善箝位二极管的工作环境。③由于箝位电路和辅助箝位电路均反向并联在变换器的输入电压的两端，完全不 受开机启动状态或输出短路限流状态时输出电压的影响，使变换器无论处于什么状态，都 能利用输入电压有效地对箝位二极管电流进行复位。④与申请号为200710019261.8的发明专利相比，本发明在起相同电压箝位作用 情况下，可以少一个变压器的副边绕组或者少两个副边整流二极管，因此结构更加简洁和 成本更低等；⑤由于可以少一个绕组或者两个二极管，由箝位二极管电流引起的导通损耗将更 低，因此可以提高效率。
权利要求
一种二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器，包括直流电源Vin、第一逆变桥臂(1)和第二逆变桥臂(2)、谐振电感(3)、箝位电路(4)、隔离变压器(7)、整流及滤波电路(8)，其连接关系是由第一开关管(Q1)和第三开关管(Q3)串联后组成的第一逆变桥臂(1)正向并联在直流电源Vin正负输出端；由第二开关管(Q2)和第四开关管(Q4)串联后组成的第二逆变桥臂(2)也正向并联在直流电源Vin正负输出端，上述第一至第四的四个开关管(Q1、Q2、Q3、Q4)还各自并联一个体二极管和一个寄生电容；箝位电路(4)由两个箝位二极管(D5、D6)正向串联组成，该箝位电路(4)反向并联在第一逆变桥臂(1)两端和第二逆变桥臂(2)两端；隔离变压器(7)的副边两个同匝数的副边绕组相串联，其中两个副边绕组的串联点与整流滤波电路(8)的负端相连，另外两个不相连的端子分别与整流及滤波电路(8)的两个正端相连；谐振电感(3)和上述隔离变压器(7)原边绕组串联，该串联支路两端分别连于第一逆变桥臂(1)的两个开关管(Q1、Q3)的串联点(A)和第二逆变桥臂(2)的两个开关管(Q2、Q4)的串联点(B)；其特征在于还包括辅助变压器(5)和辅助箝位电路(6)，所述辅助箝位电路(6)由两个箝位二极管(Da1、Da2)正向串联组成，该辅助箝位电路(6)反向并联在第一逆变桥臂(1)两端和第二逆变桥臂(2)两端；辅助变压器(5)原边绕组的同名端与谐振电感(3)和隔离变压器(7)原边绕组的串联点(C)相连，异名端与箝位电路(4)的两个箝位二极管(D5、D6)串联点(D)相连；辅助变压器(5)副边绕组的同名端与箝位电路(4)的两个箝位二极管(D5、D6)串联点(D)相连，异名端与辅助箝位电路(6)的两个箝位二极管(Da1、Da2)串联点(E)相连。
全文摘要
本发明的二极管加辅助变压器箝位的零电压开关全桥直流变换器，主要是在现有的包括直流电源Vin、第一逆变桥臂和第二逆变桥臂、谐振电感、箝位电路、隔离变压器和整流及滤波电路组成的全桥直流变换器的基础上，增设有辅助变压器和辅助箝位电路，该辅助变压器可以有效地快速减小流过箝位二极管和辅助箝位二极管中电流，改善箝位二极管的工作环境，同时由于箝位电路和辅助箝位电路均反向并联在变换器的输入电压的两端，完全不受开机启动状态或输出短路限流状态时输出电压的影响，使变换器无论处于什么状态，都能利用直流电源Vin的电压有效地对箝位二极管电流进行复位，具有工作更加稳定可靠，结构更加简洁有效和成本更低等优点。
文档编号H02M3/335GK101814840SQ20101012204
公开日2010年8月25日 申请日期2010年3月11日 优先权日2010年3月11日
发明者葛俊吉, 阮新波, 陈武 申请人:南京航空航天大学