一种用于ups中的开关管控制方法

专利名称：一种用于ups中的开关管控制方法
技术领域：
本发明涉及UPS，特别是涉及一种用于UPS中的开关管控制方法。
背景技术：
不间断电源(Uninterruptible Power Supply，缩略为UPS) —般由主电路和控制 电路组成。主电路一般包括三部分，第一部分，将市电交流电压转换为直流电压的AC-DC变 换电路；第二部分，将直流电压转换成交流电压的DC-AC变换电路；第三部分，将电池直流 电压转换成所需直流电压的DC-DC变换电路。UPS工作在市电模式时，通过市电——第一部 分的AC-DC变换电路——第二部分的DC-AC变换电路，给负载提供能量；当UPS工作在电池 模式时，通过电池——第三部分DC-DC变换电路——第二部分DC-AC变换电路，为负载提供 不间断的能量。如图1所示，为UPS工作在电池模式下的结构示意图。电池的正极与DC-DC变换电 路正母线端连接，电池的负极与DC-DC变换电路负母线端连接；DC-DC变换电路的输出端与 逆变电路的输入端相连，逆变电路的输出端与负载相连。电池通过DC-DC变换电路、逆变电 路为负载供应能量。UPS的DC-DC变换电路包括电感L，第一开关管Q1、第二开关管Q2，第 一二极管D1、第二二极管D2，第一充电电容C1、第二充电电容C2，其连接关系如图2所示。 图中vdc表示电池。根据上述分析，当UPS工作在电池模式下，电池通过DC-DC变换电路、 逆变电路(DC-AC变换电路)为负载提供能量。为使UPS工作时能量能平稳过渡，一般需要 控制DC-DC变换电路的工作时序和逆变电路的工作时序相吻合，但是现有的控制方法中能 使两个电路工作时序吻合，但却存在另一个问题，即控制过程中DC-DC变换电路中电感L的 电流会出现断续，会造成俗称为电感的“啸叫”的噪音。随着UPS所带负载量的增大，噪声 也会增加，这样会造成UPS工作的系统的噪音过大。

发明内容
本发明所要解决的技术问题是弥补上述现有技术的不足，提出一种用于UPS中 的开关管控制方法，能保证电感电流的连续，降低UPS工作的系统的噪音。本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决一种用于UPS中的开关管控制方法，所述UPS工作在电池模式下；所述UPS包括电 池、DC-DC变换电路、逆变电路和DC-DC控制器，所述电池的正极与所述DC-DC变换电路正 母线端耦合，所述电池的负极与所述DC-DC变换电路负母线端耦合；所述DC-DC变换电路的 输出端与所述逆变电路的输入端相连，所述逆变电路的输出端与负载相连；所述DC-DC变 换电路是包含第一开关管、第二开关管的变换电路；所述控制方法包括以下步骤1)产生第一驱动信号和第二驱动信号，1)检测所述逆变电路的工作状态，根据所述逆变电路的工作状态分别采取以下四 种情况中相应一种1-1)当所述逆变电路工作于工频正弦波的正半周时，利用第一驱动信号控制所述第一开关管，利用第二驱动信号控制所述第二开关管；所述第一驱动信号为频率在10kHz 以上的矩形脉冲波；所述第二驱动信号为直流信号；所述第一驱动信号的脉冲幅值和所 述第二驱动信号的幅值均大于所述第一开关管的导通电压和所述第二开关管的导通电 压；1-2)当所述逆变电路工作于工频正弦波的负半周时，利用所述第二驱动信号控制 所述第一开关管，利用所述第一驱动信号控制所述第二开关管；1-3)当所述逆变电路工作于工频正弦波的正半周变为负半周的交替时刻时，将控 制所述第一开关管的驱动信号从所述第一驱动信号转换为所述第二驱动信号，所述转换的 时刻称为第一响应时刻(tl)；将控制所述第二开关管的驱动信号从所述第二驱动信号转 换为所述第一驱动信号，所述转换的时刻称为第二响应时刻(t2)；所述第一开关管和所述 第二开关管同时导通的时间段小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段；1-4)当所述逆变电路工作于工频正弦波的负半周变为正半周的交替时刻时，将控 制所述第一开关管的驱动信号从所述第二驱动信号转换为所述第一驱动信号，所述转换的 时刻称为第三响应时刻(t3)；将控制所述第二开关管的驱动信号从所述第一驱动信号转 换为所述第二驱动信号，所述转换的时刻称为第四响应时刻(t4)；所述第一开关管和所述 第二开关管同时导通的时间段小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。本发明的技术问题通过以下进一步的技术方案予以解决所述第一响应时刻位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的低电平时间段，所述第 二响应时刻比所述第一响应时刻延迟第一间隔时间段，所述第一间隔时间段小于所述第一 驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。所述第一响应时刻位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，所述第 一响应时刻距离其所位于的脉冲周期内的高电平的开始时刻第二间隔时间段，所述第二响 应时刻比所述第一响应时刻延迟第三间隔时间段，第三间隔时间段与所述第二间隔时间段 的和小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。所述第三响应时刻位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的低电平时间段，所述第 四响应时刻比所述第三响应时刻延迟第四间隔时间段，所述第四间隔时间段小于所述第一 驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。所述第三响应时刻位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，所述第 三响应时刻距离其所位于的脉冲周期内的高电平的开始时刻第五间隔时间段，所述第四响 应时刻比所述第三响应时刻延迟第六间隔时间段，所述第六间隔时间段与所述第五间隔时 间段的和小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。本发明的技术问题通过以下更进一步的技术方案予以解决所述UPS还包括UPS控制电路，所述UPS控制电路包括电压环和电流环；所述步骤 1-1)中第一驱动信号的脉冲宽度根据如下处理方式得到1)产生所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，测量得到所述DC-DC变换电路 的母线电压的反馈值和所述DC-DC变换电路的电感电流的反馈值；2)将所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值输入电压环的第一输入端，将所述 DC-DC变换电路的母线电压的反馈值输入所述电压环的第二输入端，所述电压环输出第一 跟踪信号；
3)将所述第一跟踪信号输入电流环的第一输入端，将所述DC-DC变换电路的电感 电流的反馈值输入所述电流环的第二输入端，所述电流环输出第二跟踪信号；所述第二跟 踪信号的值为所述第一驱动信号的脉冲宽度的取值。优选的技术方案中，所述UPS还包括UPS控制电路，所述UPS控制电路包括电压环、电流环和前馈控制 器；所述步骤1-1)中第一驱动信号的脉冲宽度根据如下处理方式得到1)产生所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，测量得到所述DC-DC变换电路 的母线电压的反馈值和所述DC-DC变换电路的电感电流的反馈值；2)将所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值输入电压环的第一输入端，将所述 DC-DC变换电路的母线电压的反馈值输入所述电压环的第二输入端，所述电压环输出第一 跟踪信号；3)将所述第一跟踪信号输入电流环的第一输入端，将所述DC-DC变换电路的电感 电流的反馈值输入所述电流环的第二输入端，所述电流环输出第二跟踪信号；4)所述第二跟踪信号输入所述前馈控制器的第二输入端，所述前馈控制器的第 一输入端接收所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，所述前馈控制器输出第三跟踪信 号，所述第三跟踪信号的值即为所述第一驱动信号的脉冲宽度的取值。所述电压环包括第一加法器、第一限幅比较器、增益选择器、第一比例控制器、第 一积分控制器、第二限幅比较器、第二加法器和第三限幅比较器；所述第一加法器的第一输 入端为所述电压环的第一输入端，所述第一加法器的第二输入端为所述电压环的第二输入 端；所述第一加法器的输出端与所述第一限幅比较器的输入端连接；所述第一限幅比较器 的输出端与所述增益选择器的输入端连接；所述增益选择器的输出端与所述第一比例控制 器、所述第一积分控制器的输入端连接；所述第一积分控制器的输出端与所述第二限幅比 较器连接；所述第二限幅比较器与所述第二加法器的第一输入端相连；所述第一比例控制 器的输出端与所述第二加法器的第二输入端相连；所述第二加法器的输出端与所述第三限 幅比较器的输入端相连，所述第三限幅比较器的输出端为所述电压环的输出端。所述电流环包括第三加法器和第二比例控制器，所述第三加法器的第一输入端为 所述电流环的第一输入端，所述第三加法器的第二输入端为所述电流环的第二输入端，所 述第三加法器的输出端与所述第二比例控制器的输入端相连，所述第二比例控制器的输出 端为所述电流环的输出端。所述前馈控制器包括第四加法器，所述第四加法器的第一输入端为所述前馈控制 器的第一输入端，所述第四加法器的第二输入端为所述前馈控制器的第二输入端，所述第 四加法器的输出端为所述前馈控制器的输出端。本发明与现有技术对比的有益效果是本发明的用于UPS中的开关管控制方法，在开关管从斩波到导通，或从导通到斩 波时，使两个开关管同时导通，保证了电感电流的连续。同时，通过控制使开关管同时导通 的时间段小于开关管斩波时一个周期内的导通时间，即开关管同时导通的时间段内电感不 会饱和，也就不会导致电池短路。即本发明的控制方法，能保证开关管变换状态时，电感电 流是连续的，解决了整机噪音过大的问题。进一步地，控制开关管的驱动信号的脉冲宽度， 通过在单电压环控制的基础上增加电流环控制，利用电流环的快速性可以使电感电流更加快速的跟随母线电流，即显著缩短电感电流跟随母线电流的动态调节过程，并显著改善动 态性能。


图1是现有技术中的UPS工作在电池模式下的电路结构图；图2是现有技术中的UPS的DC-DC变换电路的电路连接示意图；图3a是本发明具体实施方式
中电池工作模式下的正母线充电的电路示意图；图3b是本发明具体实施方式
中电池工作模式下的正母线放电的电路示意图；图3c是本发明具体实施方式
中电池工作模式下的负母线充电的电路示意图；图3d是本发明具体实施方式
中电池工作模式下的负母线放电的电路示意图；图4是本发明具体实施方式
中逆变电路切换从正半周到负半周时一种情形下的 驱动信号波形示意图；图5是图4中的转换时刻部分的放大示意图；图6是本发明具体实施方式
中逆变电路切换从正半周到负半周时另一种情形下 的驱动信号波形示意图；图7是图6中的转换时刻部分的放大示意图；图8是本发明具体实施方式
中逆变电路切换从负半周到正半周时一种情形下的 驱动信号波形示意图；图9是图8中的转换时刻部分的放大示意图；图10是本发明具体实施方式
中逆变电路切换从负半周到正半周时另一种情形下 的驱动信号波形示意图；图11是图10中的转换时刻部分的放大示意图；图12是本发明具体实施方式
中驱动信号的幅值产生的控制器的结构示意图；图13是本发明具体实施方式
中电压环的结构示意图；图14是本发明具体实施方式
中电流环的结构示意图。
具体实施例方式下面结合具体实施方式
并对照附图对本发明做进一步详细说明。本具体实施方式
中，一种用于UPS中的开关管控制方法，UPS工作在电池模式下。 UPS包括电池、DC-DC变换电路、逆变电路和DC-DC控制器，其连接方式与现有技术相同，具 体参见图1。UPS中DC-DC变换电路的具体结构也与现有技术相同，具体参见图2。本具体 实施方式的控制方法包括以下步骤1)产生第一驱动信号和第二驱动信号，第一驱动信号为频率在10kHz以上的矩 形脉冲波；第二驱动信号为直流信号。为了使第一驱动信号和第二驱动信号在驱动第一 开关管Q1或驱动第二开关管Q2时都能满足驱动的要求，第一驱动信号的脉冲幅值和第二 驱动信号的幅值均大于DC-DC变换电路中第一开关管Q1的导通电压和第二开关管Q2的导 通电压。另外，对第一驱动信号矩形脉冲波的频率没有特别要求，要求其在10kHz以上，只 是为了当第一驱动信号驱动第一开关管或驱动第二开关管时，能保证第一开关管Q1或第 二开关管Q2处于高频斩波状态。
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2)检测逆变电路的工作状态，根据逆变电路的工作状态分别选择下述对应的控制 方式2-1)当逆变电路工作在工频正弦波的正半周时，将第一驱动信号连接至第一开关 管的栅极，使第一开关管Q1处于斩波状态；将第二驱动信号连接至第二开关管的栅极，使 第二开关管Q2导通。此时，DC-DC变换电路的工作原理如图3a、3b所示。如图3a所示， 为第一开关管Q1处于斩波的导通状态，电流沿图中虚线所示的方向电池vdc-电感L-第 一开关管Q1-第二开关管Q2-电池vdc，电池通过DC-DC变换电路给正母线充电。如图3b 所示，为第一开关管Q1处于斩波的关断状态，电流沿图中虚线所示的方向电池vdc-电感 L-第一二极管D1-第一充电电容C1-第二开关管Q2-电池vdc，电池通过DC-DC变换电路 给正母线放电。即通过这一控制，能达到使逆变电路工作在正半周时，电池给正母线充放电 的要求。2-2)当逆变电路工作在工频正弦波的负半周时，将第二驱动信号连接至第一开关 管的栅极，使第一开关管Q1导通；将第一驱动信号连接至第二开关管的栅极，使第二开关 管Q2处于斩波状态。此时，DC-DC变换电路的工作原理如图3c、3d所示。如图3c所示， 为第二开关管Q2处于斩波的导通状态，电流沿图中虚线所示的方向电池vdc-电感L-第 一开关管Q1-第二开关管Q2-电池vdc，电池通过DC-DC变换电路给负母线充电。如图3d 所示，为第二开关管Q2处于斩波的关断状态，电流沿图中虚线所示的方向电池vdc-电感 L-第一开关管Q1-第二充电电容C1-第二二极管D2-电池vdc，电池通过DC-DC变换电路 给负母线放电。即通过这一控制，能达到使逆变电路工作在负半周时，电池给负母线充放电 的要求。当逆变电路工作在工频正弦波的正半周与负半周的交替时刻时，即逆变电路处于 工频正弦波从正半周到负半周或从负半周到正半周的过零时刻时，将控制第一开关管Q1 的驱动信号和控制第二开关管Q2的驱动信号进行互换。即如果当所述逆变电路工作于工 频正弦波的正半周变为负半周的交替时刻时，交替前的控制状态为第一驱动信号控制第 一开关管Q1，第二驱动信号控制第二开关管Q2，则交替后的控制状态为第二驱动信号控 制第一开关管Q1，第一驱动信号控制第二开关管Q2。如果从负半周到正半周，交替前的控 制状态为第二驱动信号控制第一开关管Q1，第一驱动信号控制第二开关管Q2，则交替后 的控制状态为第一驱动信号控制第一开关管Q1，第二驱动信号控制第二开关管Q2。在驱 动信号伴随交替时刻转换的过程中，满足第一开关管Q1和第二开关管Q2同时导通的时间 段小于第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。现分别详细说明逆变电路从正半周到 负半周时的工作情形(即2-3))和逆变电路从负半周到正半周的工作情形(即2-4))。2-3)逆变电路从工频正弦波的正半周变为负半周，第一开关管Q1的驱动信号从 第一驱动信号转换为第二驱动信号，转换时刻称为第一响应时刻tl ；而第二开关管Q2的驱 动信号从第二驱动信号转换为第一驱动信号，转换时刻称为第二响应时刻t2。此第一响应 时刻tl可能位于第一驱动信号的驱动周期的低电平时间段内，也可能位于第一驱动信号 的驱动周期的高电平时间段内。现针对两种情形分别说明2-3-1)当第一响应时刻tl位于第一驱动信号(即为图4中第一开关管上的驱动 信号)为脉冲波周期内的低电平时。如图4所示，为此种情形下的开关管的驱动信号在整 个过程中的波形示意图。第一响应时刻tl，控制第一开关管Q1上的驱动信号发生互换，即从第一驱动信号变为第二驱动信号。第二响应时刻t2，控制第二开关管Q2上的驱动信号发 生互换，即从第二驱动信号变为第一驱动信号。图4中转换时刻部分的放大图如图5所示。 图5中，第二响应时刻t2延迟于第一响应时刻tl第一间隔时间段A tl，控制该第一间隔时 间段Atl小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段。在第一间隔时间段Atl内，第一开关管Q1上的驱动信号已转变为第二驱动信号， 使得第一开关管Q1处于导通状态；而第二开关管Q2上的驱动信号还没有转变，仍然为第 二驱动信号，使得第二开关管Q2也处于导通状态，又因为控制使得第一间隔时间段A tl小 于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，而时间长度为第一驱动信号的脉冲周期内 的高电平时间段时，电感才会达到饱和。也就是说，两个开关管Q1、Q2同时导通的时间段， 即第一间隔时间段Atl内电感L不会饱和，则电池不会被短路。通过上述控制方法，驱动 信号互换过程中电感上的电流也一直处于充放电状态，不会出现长时间的间断，即电感电 流不会断续，则不会出现电感的“啸叫”现象，即能有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。 最理想的状态是，可控制第一间隔时间段Atl为零，则第二开关管上的驱动信号与第一开 关管上的驱动信号同时转换，可避免电感上能量的损耗。2-3-2)当第一响应时刻tl位于第一驱动信号(即为图6中第一开关管上的驱动 信号)为脉冲波周期内的高电平时。如图6所示，为此种情形下的开关管的驱动信号在整 个过程中的波形示意图。第一响应时刻tl，控制第一开关管Q1上的驱动信号发生互换，即 从第一驱动信号变为第二驱动信号。第二响应时刻t2，控制第二开关管Q2上的驱动信号发 生互换，即从第二驱动信号变为第一驱动信号。图6中转换时刻部分的放大图如图7所示。 图7中，第二响应时刻t2延迟于第一响应时刻tl第三间隔时间段A t3，而第一响应时刻tl 距离所位于的脉冲周期内的高电平开始的时刻第二间隔时间段At2，控制该第三间隔时间 段At3和第二间隔时间段At2的和小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段。在第二间隔时间段At2内，第一开关管Q1上的驱动信号处于脉冲周期的高电平， 则第一开关管Q1处于导通状态；在第一响应时刻tl时，第一开关管Q1上的驱动信号转变 为第二驱动信号，即之后的第三间隔时间段A t3内，第一开关管Q1仍然导通；而第三间隔 时间段At3内，第二开关管Q2上的驱动信号还没有转变，仍然为第二驱动信号，使得第二 开关管Q2也处于导通状态。又因为控制使得第三间隔时间段A t3和第二间隔时间段At2 的和小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，而时间长度为第一驱动信号的脉冲 周期内的高电平时间段时，电感才会达到饱和，也就是说，两个开关管Q1、Q2同时导通的时 间段(At2+At3)内电感L不会饱和，则电池不会被短路。通过上述控制方法，驱动信号互 换过程中电感上的电流也一直处于充放电状态，不会出现长时间的间断，即电感电流不会 断续，则不会出现电感的“啸叫”现象，即能有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。最理 想的状态是，可控制第三间隔时间段At3为零，则第二开关管上的驱动信号与第一开关管 上的驱动信号同时转换，可避免电感上能量的损耗。逆变电路从正半周到负半周时的控制方法如上已表述清楚，如下详细说明逆变电 路从负半周到正半周的控制方法。2-4)逆变电路从工频正弦波的负半周变为正半周，第一开关管Q1的驱动信号从 第二驱动信号转换为第一驱动信号，转换时刻称为第三响应时刻t3 ；而第二开关管Q2的驱 动信号从第一驱动信号转换为第二驱动信号，转换时刻称为第四响应时刻t4。此第三响应
10时刻t3和第一响应时刻tl 一样，可能位于第一驱动信号的驱动周期的低电平时间段内，也 可能位于第一驱动信号的驱动周期的高电平时间段内。现针对两种情形分别说明2-4-1)当第三响应时刻t3位于第一驱动信号(即为图8中第二开关管上的驱动 信号)为脉冲波周期内的低电平时。如图8所示，为此种情形下的开关管的驱动信号在整 个过程中的波形示意图。第三响应时刻t3，控制第二开关管Q2上的驱动信号发生互换，即 从第一驱动信号变为第二驱动信号。第四响应时刻t4，控制第一开关管Q1上的驱动信号发 生互换，即从第二驱动信号变为第一驱动信号。图8中转换时刻部分的放大图如图9所示。 图9中，第四响应时刻t4延迟于第三响应时刻t3第四间隔时间段A t4，控制该第四间隔时 间段At4小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段。在第四间隔时间段A t4内，第二开关管Q2上的驱动信号已转变为第二驱动信号， 使得第二开关管Q2处于导通状态；而第一开关管Q1上的驱动信号还没有转变，仍然为第 二驱动信号，使得第一开关管Q1也处于导通状态，又因为控制使得第四间隔时间段A t4小 于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，而时间长度为第一驱动信号的脉冲周期内 的高电平时间段时，电感才会达到饱和。也就是说，两个开关管Q1、Q2同时导通的时间段， 即第四间隔时间段At4内电感L不会饱和，则电池不会被短路。通过上述控制方法，驱动 信号互换过程中电感上的电流也一直处于充放电状态，不会出现长时间的间断，即电感电 流不会断续，则不会出现电感的“啸叫”现象，即能有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。 最理想的状态是，可控制第四间隔时间段A t4为零，则第一开关管上的驱动信号与第二开 关管上的驱动信号同时转换，可避免电感上能量的损耗。2-4-2)当第三响应时刻t3位于第一驱动信号(即为图10中第一开关管上的驱动 信号)为脉冲波周期内的高电平时。如图10所示，为此种情形下的开关管的驱动信号在整 个过程中的波形示意图。第三响应时刻t3，控制第二开关管Q2上的驱动信号发生互换，即 从第一驱动信号变为第二驱动信号。第四响应时刻t4，控制第一开关管Q1上的驱动信号发 生互换，即从第二驱动信号变为第一驱动信号。图10中转换时刻部分的放大图如图11所 示。图11中，第四响应时刻t4延迟于第三响应时刻t3第六间隔时间段A t6，而第三响应 时刻t3距离所位于的脉冲周期内的高电平开始的时刻第五间隔时间段At5，控制该第六 间隔时间段A t6和第五间隔时间段A t5的和小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时 间段。在第五间隔时间段At5内，第二开关管Q2上的驱动信号处于脉冲周期的高电平， 则第二开关管Q2处于导通状态；在第三响应时刻t3时，第二开关管Q2上的驱动信号转变 为第二驱动信号，即之后的第六间隔时间段At6内，第二开关管Q2仍然导通；而第六间隔 时间段At6内，第一开关管Q1上的驱动信号还没有转变，仍然为第二驱动信号，使得第一 开关管Q1也处于导通状态。又因为控制使得第六间隔时间段A t6和第五间隔时间段At5 的和小于第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，而时间长度为第一驱动信号的脉冲 周期内的高电平时间段时，电感才会达到饱和，也就是说，两个开关管Q1、Q2同时导通的时 间段(At5+At6)内电感L不会饱和，则电池不会被短路。通过上述控制方法，驱动信号互 换过程中电感上的电流也一直处于充放电状态，不会出现长时间的间断，即电感电流不会 断续，则不会出现电感的“啸叫”现象，即能有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。最理 想的状态是，可控制第六间隔时间段At6为零，则第一开关管上的驱动信号与第二开关管
11上的驱动信号同时转换，可避免电感上能量的损耗。通过本具体实施方式
中的控制方法，使得DC-DC变换电路的工作时序与逆变电路 的工作时序吻合即逆变电路处于工频正弦波的正半周时，电池给正母线充放电；逆变电 路处于工频正弦波的负半周时，电池给负母线充放电。同时，控制开关管转换状态时使两个 开关管同时导通且控制使得两开关管同时导通的时间段不超过电感达到饱和的时间段，这 样可以避免开关管的驱动信号中在控制过程中引起电感电流断续，同时电感也不会饱和引 起电池短路。通过该控制方法，不仅能保证DC-DC变换电路的工作时序与逆变电路的工作 时序吻合，而且由于电感电流不会出现断续，可以有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。进一步地，上述控制方法中，UPS还包括UPS控制电路，UPS控制电路包括电压环和 电流环；步骤1)中第一驱动信号的脉冲宽度根据如下处理方式得到。具体处理方式的控制 器结构如图12所示。图12中，产生驱动信号的幅值的控制器结构包括电压环1，电流环2和前馈控制器 3。电压环1的第一输入端接收DC-DC变换电路的母线电压的设定值，电压环1的第二输入 端接收DC-DC变换电路的母线电压的反馈值，电压环的输出端输出第一跟踪信号。电流环2 的第一输入端接收第一跟踪信号，电流环2的第二输入端接收DC-DC变换电路的电感电流 的反馈值，电流环2输出第二跟踪信号，第二跟踪信号的值为第一驱动信号的脉冲宽度的 取值。电压环1和电流环2组成控制器的工作原理为将电压环1输出的第一跟踪信号 作为电流环2的输入，因为第一跟踪信号是由母线电压设定值和母线电压反馈值的误差经 过比例积分调节得到的，所以第一跟踪信号的纹波和母线电压的纹波会保持一致。然而，尽 管单电压环最终可以使母线纹波与母线设定达到一致，但是单电池给正负母线供电的拓扑 决定了母线在每个周期都有动态调节过程，加入电流环，将电压环1输出的第一跟踪信号 继续输入电流环2处理，利用电流环2的快速性可以使电感电流更加快速的跟随母线电流， 即显著缩短上述动态调节过程，并显著改善动态性能。进一步优选地，UPS控制电路除包括电压环、电流环外，还包括前馈控制器；电流 环2输出的第二跟踪信号继续输入前馈控制器3进行处理。前馈控制器3的第一输入端接 收DC-DC变换电路的母线电压的设定值，第二输入端接收第二跟踪信号，前馈控制器3输出 第三跟踪信号。第三跟踪信号的值即为第一驱动信号的脉冲宽度的取值。通过加入前馈控 制器3，可以显著改善母线电压、电流的动态响应能力。其中，控制器中电压环1、电流环2和前馈控制器3的具体结构如下所述。如图13所示，电压环1包括第一加法器11、第一限幅比较器12、增益选择器13、第 一比例控制器14、第一积分控制器15、第二限幅比较器16、第二加法器17和第三限幅比较 器18。第一加法器11的第一输入端(图中所示+端)为电压环1的第一输入端，第一加法 器11的第二输入端(图中所示-端)为电压环1的第二输入端，第一加法器11的输出端 与第一限幅比较器12的输入端连接，第一限幅比较器12的输出端与增益选择器13的输入 端连接，增益选择器13的输出端与第一比例控制器14、第一积分控制器15的输入端连接， 第一积分控制器15的输出端与第二限幅比较器16的输入端连接；第二限幅比较器16的输 出端与第二加法器17的第一输入端相连；第一比例控制器14的输出端与第二加法器17的 第二输入端相连，第二加法器17的输出端与第三限幅比较器18的输入端相连，第三限幅比较器18的输出端为电压环1的输出端。如图14所示，电流环2包括第三加法器21和第二比例控制器22，第三加法器21 的第一输入端(图中所示+端)为电流环2的第一输入端，第三加法器21的第二输入端 (图中所示_端)为电流环2的第二输入端，第三加法器21的输出端与第二比例控制器22 的输入端相连，第二比例控制器22的输出端为电流环2的输出端。如图14所示，前馈控制器3包括第四加法器31，第四加法器31的第一输入端(图 中所示+端)为前馈控制器的第一输入端，第四加法器31的第二输入端(图中所示_端) 为前馈控制器3的第二输入端，第四加法器31的输出端为前馈控制器3的输出端。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在 不脱离本发明构思的前提下做出若干替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为 属于本发明的保护范围。
权利要求
一种用于UPS中的开关管控制方法，所述UPS工作在电池模式下；所述UPS包括电池、DC-DC变换电路、逆变电路和DC-DC控制器，所述电池的正极与所述DC-DC变换电路正母线端耦合，所述电池的负极与所述DC-DC变换电路负母线端耦合；所述DC-DC变换电路的输出端与所述逆变电路的输入端相连，所述逆变电路的输出端与负载相连；所述DC-DC变换电路是包含第一开关管、第二开关管的变换电路；其特征在于所述控制方法包括以下步骤1)检测所述逆变电路的工作状态，根据所述逆变电路的工作状态分别采取以下四种情况中相应一种1-1)当所述逆变电路工作于工频正弦波的正半周时，利用第一驱动信号控制所述第一开关管，利用第二驱动信号控制所述第二开关管；所述第一驱动信号为频率在10kHz以上的矩形脉冲波；所述第二驱动信号为直流信号；所述第一驱动信号的脉冲幅值和所述第二驱动信号的幅值均大于所述第一开关管的导通电压和所述第二开关管的导通电压；1-2)当所述逆变电路工作于工频正弦波的负半周时，利用所述第二驱动信号控制所述第一开关管，利用所述第一驱动信号控制所述第二开关管；1-3)当所述逆变电路工作于工频正弦波的正半周变为负半周的交替时刻时，将控制所述第一开关管的驱动信号从所述第一驱动信号转换为所述第二驱动信号，所述转换的时刻称为第一响应时刻(t1)；将控制所述第二开关管的驱动信号从所述第二驱动信号转换为所述第一驱动信号，所述转换的时刻称为第二响应时刻(t2)；所述第一开关管和所述第二开关管同时导通的时间段小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段；1-4)当所述逆变电路工作于工频正弦波的负半周变为正半周的交替时刻时，将控制所述第一开关管的驱动信号从所述第二驱动信号转换为所述第一驱动信号，所述转换的时刻称为第三响应时刻(t3)；将控制所述第二开关管的驱动信号从所述第一驱动信号转换为所述第二驱动信号，所述转换的时刻称为第四响应时刻(t4)；所述第一开关管和所述第二开关管同时导通的时间段小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。
2.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述第一响应 时刻(tl)位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的低电平时间段，所述第二响应时刻(t2) 比所述第一响应时刻(tl)延迟第一间隔时间段(Atl)，所述第一间隔时间段(Atl)小于 所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。
3.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述第一响应 时刻(tl)位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，所述第一响应时刻(tl) 距离其所位于的脉冲周期内的高电平的开始时刻第二间隔时间段(At2)，所述第二响应时 刻(t2)比所述第一响应时刻(tl)延迟第三间隔时间段(At3)，第三间隔时间段(At3)与 所述第二间隔时间段(At2)的和小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。
4.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述第三响应 时刻(t3)位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的低电平时间段，所述第四响应时刻(t4) 比所述第三响应时刻(t3)延迟第四间隔时间段(At4)，所述第四间隔时间段(At4)小于 所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的时间段。
5.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述第三响应 时刻(t3)位于所述第一驱动信号的脉冲周期内的高电平时间段，所述第三响应时刻(t3)距离其所位于的脉冲周期内的高电平的开始时刻第五间隔时间段(At5)，所述第四响应 时刻(t4)比所述第三响应时刻(t3)延迟第六间隔时间段(At6)，所述第六间隔时间段 (At6)与所述第五间隔时间段(At5)的和小于所述第一驱动信号的脉冲周期内高电平的 时间段。
6.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述UPS还包 括UPS控制电路，所述UPS控制电路包括电压环和电流环；所述步骤1-1)中第一驱动信号 的脉冲宽度根据如下处理方式得到1)产生所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，测量得到所述DC-DC变换电路的母 线电压的反馈值和所述DC-DC变换电路的电感电流的反馈值；2)将所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值输入电压环的第一输入端，将所述 DC-DC变换电路的母线电压的反馈值输入所述电压环的第二输入端，所述电压环输出第一 跟踪信号；3)将所述第一跟踪信号输入电流环的第一输入端，将所述DC-DC变换电路的电感电流 的反馈值输入所述电流环的第二输入端，所述电流环输出第二跟踪信号；所述第二跟踪信 号的值为所述第一驱动信号的脉冲宽度的取值。
7.根据权利要求1所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述UPS还包 括UPS控制电路，所述UPS控制电路包括电压环、电流环和前馈控制器；所述步骤1-1)中第 一驱动信号的脉冲宽度根据如下处理方式得到1)产生所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，测量得到所述DC-DC变换电路的母 线电压的反馈值和所述DC-DC变换电路的电感电流的反馈值；2)将所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值输入电压环的第一输入端，将所述 DC-DC变换电路的母线电压的反馈值输入所述电压环的第二输入端，所述电压环输出第一 跟踪信号；3)将所述第一跟踪信号输入电流环的第一输入端，将所述DC-DC变换电路的电感电流 的反馈值输入所述电流环的第二输入端，所述电流环输出第二跟踪信号；4)所述第二跟踪信号输入所述前馈控制器的第二输入端，所述前馈控制器的第一输入 端接收所述DC-DC变换电路的母线电压的设定值，所述前馈控制器输出第三跟踪信号，所 述第三跟踪信号的值即为所述第一驱动信号的脉冲宽度的取值。
8.根据权利要求6或7所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述电压 环包括第一加法器、第一限幅比较器、增益选择器、第一比例控制器、第一积分控制器、第二 限幅比较器、第二加法器和第三限幅比较器；所述第一加法器的第一输入端为所述电压环 的第一输入端，所述第一加法器的第二输入端为所述电压环的第二输入端；所述第一加法 器的输出端与所述第一限幅比较器的输入端连接；所述第一限幅比较器的输出端与所述增 益选择器的输入端连接；所述增益选择器的输出端与所述第一比例控制器、所述第一积分 控制器的输入端连接；所述第一积分控制器的输出端与所述第二限幅比较器连接；所述第 二限幅比较器与所述第二加法器的第一输入端相连；所述第一比例控制器的输出端与所述 第二加法器的第二输入端相连；所述第二加法器的输出端与所述第三限幅比较器的输入端 相连，所述第三限幅比较器的输出端为所述电压环的输出端。
9.根据权利要求6或7所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述电流环包括第三加法器和第二比例控制器，所述第三加法器的第一输入端为所述电流环的第一 输入端，所述第三加法器的第二输入端为所述电流环的第二输入端，所述第三加法器的输 出端与所述第二比例控制器的输入端相连，所述第二比例控制器的输出端为所述电流环的 输出端。
10.根据权利要求7所述的用于UPS中的开关管控制方法，其特征在于所述前馈控制 器包括第四加法器，所述第四加法器的第一输入端为所述前馈控制器的第一输入端，所述 第四加法器的第二输入端为所述前馈控制器的第二输入端，所述第四加法器的输出端为所 述前馈控制器的输出端。
全文摘要
本发明公开了一种UPS电池工作模式下的开关管控制方法，所述UPS工作在电池模式下；所述UPS包括以公知方式连接的电池、DC-DC变换电路、逆变电路和DC-DC控制器；所述DC-DC变换电路包括以公知方式连接的电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、第一充电电容和第二充电电容；所述控制方法通过控制开关管的驱动信号的切换，使两个开关管同时导通，且控制两个开关管同时导通的时间段小于电感饱和的时间段。通过本发明的控制方法，不仅能保证DC-DC变换电路的工作时序与逆变电路的工作时序吻合，而且由于开关管的驱动信号中不再有死区，电感电流不会出现断续，可以有效降低UPS所应用到的系统中的噪音。
文档编号H02J7/00GK101860055SQ20101016616
公开日2010年10月13日 申请日期2010年5月7日 优先权日2010年5月7日
发明者郭磊 申请人:艾默生网络能源有限公司