专利名称：双极型晶体管型自激式Buck变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及自激式直流-直流变换器，应用于小功率开关稳压/稳流电源、高亮度 LED驱动电路等，尤其是一种自激式Buck变换器。
背景技术：
与小功率线性电源和小功率他激式DC-DC变换器相比，小功率自激式DC-DC变换 器具有电路结构简单、元器件数目少、成本低、自启动和自保护性能好、适用工作电压范围 宽、效率高等优点。中国专利ZL99108088. 2公开了一种自激式降压DC-DC变换器，如图1所示。由PNP 晶体管Q1、耦合电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路，Vi、Vo分别为直 流输入、输出电压，R7为负载。耦合电感L2通过电容C1和电阻R3分别与Q1的发射极和 基极相连，PNP晶体管Q2的发射极和集电极也分别与Q1的发射极和基极相连。Q1的基极 由电阻R4接到Vi的负端。R1和R2相串联并接于Q1的发射极和NPN晶体管Q3的集电极 两端，R1和R2的接点与Q2的基极相连。R5和R6的串联支路并接于Vo两端，R5和R6的 接点与Q3的基极相连。Q3的发射极接于Vi的负端。该自激式降压DC-DC变换器的工作原 理如下当电路刚上电时，Q1饱和导通，D1、Q2均截止，Vi、Ql、Ll、C2、R7、R5、R6形成回路， L1和C2都处于充电储能状态。在充电过程中，L1的电流增加，电路的输出电压增加，相应 地Q1的射集极电压也随之增加，Q1的工作点逐渐退出饱和区，同时L1两端的电压下降。通 过耦合L2两端的电压也随之减小，同时加大了对Q1基极电流的分流量，造成Q1的基极电 流和集电极电流减小，进一步增加Q1的射集极电压，电路进入一种强烈的正反馈。这种正 反馈工作的结果是Q1的集电极电流迅速减小，当小于L1的电流时D1就开始导通为L1续 流，随后Q1截止。此时，L1、C2、R7、R5、R6和D1形成回路，L1进入放电释能状态。待L1放 电结束，D1截止，Q1又重新饱和导通，进入下一个自激周期。经历若干个周期后，当输出电 压达到设定值Vo，电压反馈支路R5、R6、Q3、R1、R2和Q2开始工作。当输出电压高于设定值 时，Q3导通，导致Q2导通并分流一部分Q1的基极电流，达到缩短Q1导通时间、延长Q1关 断时间的目的；当输出电压低于设定值时，Q3截止，导致Q2截止，Q1的开关时间又恢复原 样。由此，电路实现输出稳压。该电路的不足之处在于必需耦合电感L2参与电路的自激 工作，耦合电感L1和L2制作较复杂，电路元器件数目较多，对减小产品的成本和体积不利。
发明内容
为了克服现有的自激式DC-DC变换器的电路结构复杂、元器件数目较多的不足， 本发明提供一种电路结构简单、元器件数目少的双极型晶体管型自激式Buck变换器。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是一种双极型晶体管型自激式Buck变换器，包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管 D1和电容C2组成Buck变换器的主回路，负载R6两端的电压为直流输出电压Vo，直流输入 电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连，所述负载R6与电容C2并联，所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感L1的一端相连，所述电感L1的另一端与二极管 D1的阴极连接，所述二极管D1的阳极与直流输入电压Vi的负端相连，所述直流输出电压 Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连；所述自激式Buck变换器还包 括PNP晶体管Q2，PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连，电感L1和二极 管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连，PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP 晶体管Q1的发射极和基极相连，PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi 的负端，电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端，电阻R2和电阻R3 的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。作为优选的一种方案所述自激式Buck变换器还包括电压反馈支路，稳压管Z1和 电阻R5的串联支路并接于直流输出电压Vo两端，稳压管Z1和电阻R5的接点和NPN晶体 管Q3的基极相连；NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连，NPN 晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。作为优选的另一种方案所述自激式Buck变换器还包括电流反馈支路检测电阻 R5和电容C3的并联支路一端与电阻R6和NPN晶体管Q3的基极相连，另一端则与直流输 入电压Vi的负端相连；NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连， NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。进一步，所述电阻R3两端并联电容C1。本发明的技术构思为将双BJT自激基本单元电路应用于Buck变换器中，使它们 成为新的自激式DC-DC变换器(如图2、3所示)。双BJT自激基本单元电路由晶体管Q1和 Q2、电阻R2和R3组成。为改善Q2和Q1的开关工作状态从而提高电路的效率，可在R3两 端并联电容C1。其特征如下Q1为Buck变换器主回路中的开关器件，它的发射极和基极分 别与Q2的发射极和集电极相连。采用电阻R2和R3组成分压电路检测Q1的射集极电压， 所得检测电压接入Q2的基极。根据Q1射集极电压，Q2改变其集电极电流对Q1基极电流 的分流量，从而实现控制Q1的导通和关断时间。需特别说明的是，适用于Buck变换器的双 BJT自激基本单元电路中的Q1和Q2均为PNP晶体管。为获得稳定的输出电压，在电路输出端与双BJT自激基本单元电路之间可增加一 电压反馈支路，可由NPN晶体管Q3、稳压管Z1、电阻R4和R5等组成(如图2)。为获得稳定 的输出电流，那么在电路输出端与双BJT自激基本单元电路之间可增加一电流反馈支路， 可由NPN晶体管Q3、电阻R4、R5和电容C3等组成(如图3)。本发明的有益效果主要表现在本发明提出的BJT型自激式Buck变换器具有降压 的电压变换功能，电路结构简单、元器件数目少，不需要耦合电感参与电路的自激工作，非 常适合小功率开关稳压/稳流电源、高亮度LED驱动电路等应用。
图1是现有的自激式降压DC-DC变换器的电路图。图2是实施例1的双极型晶体管型自激式Buck变换器的电路图。图3是实施例2的双极型晶体管型自激式Buck变换器的电路图。图4是实施例1双极型晶体管型自激式Buck变换器的典型工作波形图。图5是实施例2双极型晶体管型自激式Buck变换器的典型工作波形图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明作进一步描述。
实施例1参照图2和图4，一种双极型晶体管型自激式Buck变换器，包括由PNP晶体管Q1、 电感Ll、二极管Dl和电容C2组成Buck变换器的主回路，负载R6两端的电压为直流输出电 压Vo，直流输入电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连，所述负载R6与电容C2并 联，所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感Ll的一端相连，所述电感Ll的另 一端与二极管Dl的阴极连接，所述二极管Dl的阳极与直流输入电压Vi的负端相连，所述 直流输出电压Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连，所述自激式Buck 变换器还包括PNP晶体管Q2，PNP晶体管Ql的发射极与直流输入电压Vi的正端相连，电感 Ll和二极管Dl的接点与PNP晶体管Ql的集电极相连，PNP晶体管Q2的发射极和集电极分 别与PNP晶体管Ql的发射极和基极相连，PNP晶体管Ql的基极还通过电阻Rl接于直流输 入电压Vi的负端，电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Ql的发射极和集电极两端，电阻R2 和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。图2所示为实施例1的输出电压稳定的BJT型自激式Buck变换器。采用了电压 反馈支路稳压管Zl和R5的串联支路并接于Vo两端，稳压管Zl和电阻R5的接点和NPN 晶体管Q3的基极相连；NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连， Q3的发射极接于Vi的负端。此外，在双BJT自激基本单元电路的电阻R3两端并联电容Cl， 可改善PNP晶体管Q2和PNP晶体管Ql的开关工作状态，对提高电路的效率有帮助。图4所示实施例1的BJT型自激式Buck变换器的典型工作波形图。其电路工作 原理具体如下(1)电路上电启动阶段当电路刚上电时即t = 0，Q1饱和导通。此时Ql的基极电 流iQbl = (Vi-VQeb)/Rl，Ql的射集极电压vQecl很小，经R2和R3分压检测到的电压还未 达到令Q2导通的水平。Q2和Dl都处于截止状态。Vi、Ql、Ll、C2和R6形成回路，Ll和C2 都处于充电储能状态，流过Ll的电流iLl近似线性上升，输出电压也随之增加。在iLl上升 的同时，vQecl也在增加。当iLl上升并超过HFE*iQbl时，Ql的工作点退出饱和区，vQecl 开始迅速上升。当R2和R3分压检测到的电压已能令Q2导通时，Q2的集电极电流开始分 流一部分iQbl，iQbl的减小会进一步使vQecl增加，电路进入一种强烈的正反馈。这种双 BJT自激基本单元电路正反馈工作的结果是Ql的集电极电流iQcl迅速减小，当iQcl小于 电感电流iLl时Dl就开始导通为Ll续流，随后Ql截止。t = tl时刻Li、C2、R6和Dl形 成回路，Ll进入放电释能状态，iLl开始近似线性下降直至为零，t = t2时刻Dl截止。Ql 再次饱和导通，电路进入下一个自激周期。历经若干个周期，当电路的输出电压达到设定值 Vo以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。(2)电路稳态工作阶段当电路的输出电压达到设定值Vo以后，电路的电压反馈 支路就开始起作用。当输出电压高于设定值时，Q3导通，加大双BJT自激基本单元电路中 Q2集电极电流对Ql基极电流的分流作用，达到缩短Ql导通时间(即t4-t3)、延长Ql截止 时间(即t5-t4)的目的。当输出电压低于设定值时，Q3截止，双BJT自激基本单元电路独 立工作，Ql的开关时间又恢复原样。由此，电路可实现输出稳压。
实施例2参照 图3和图5，本实施例还包括电流反馈支路检测电阻R5和电容C3的并联支 路一端与R6和NPN晶体管Q3的基极相连，另一端则与Vi的负端相连；Q3的集电极通过电 阻R4和Q2的基极相连，Q3的发射极接于Vi的负端。本实施例的电路工作原理具体如下(1)电路上电启动阶段与实施例1相同，历经若干个周期，当电路的输出电流达 到设定值Io以后，电路就完成了上电启动过程，进入稳态工作阶段。(2)电路稳态工作阶段当电路的输出电流达到设定值Io以后，电路的电流反馈 支路就开始起作用。当输出电流高于设定值时，Q3导通，加大双BJT自激基本单元电路中 Q2集电极电流对Ql基极电流的分流作用，达到缩短Ql导通时间(即t4-t3)、延长Ql截止 时间(即t5-t4)的目的。当输出电流低于设定值时，Q3截止，双BJT自激基本单元电路独 立工作，Ql的开关时间又恢复原样。由此，电路可实现输出稳流。本实施例的其他电路结构与实施例1相同。
权利要求
一种双极型晶体管型自激式Buck变换器，包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路，负载R6两端的电压为直流输出电压Vo，直流输入电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连，所述负载R6与电容C2并联，所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感L1的一端相连，所述电感L1的另一端与二极管D1的阴极连接，所述二极管D1的阳极与直流输入电压Vi的负端相连，所述直流输出电压Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连，其特征在于所述自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2，PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连，电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连，PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连，PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端，电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端，电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。
2.如权利要求1所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器，其特征在于所述自激式 Buck变换器还包括电压反馈支路，稳压管Zl和电阻R5的串联支路并接于直流输出电压Vo 两端，稳压管Zl和电阻R5的接点和NPN晶体管Q3的基极相连；NPN晶体管Q3的集电极通 过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连，NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的 负端。
3.如权利要求1所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器，其特征在于所述自激式 Buck变换器还包括电流反馈支路，检测电阻R5和电容C3的并联支路一端与电阻R6和NPN 晶体管Q3的基极相连，另一端则与直流输入电压Vi的负端相连；NPN晶体管Q3的集电极通 过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连，NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。
4.如权利要求1 3之一所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器，其特征在于所 述电阻R3两端并联电容Cl。
全文摘要
一种双极型晶体管型自激式Buck变换器，包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路，自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2，PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连，电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连，PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连，PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端，电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端，电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。本发明电路结构简单、元器件数目少。
文档编号H02M3/142GK101877532SQ201010210969
公开日2010年11月3日 申请日期2010年6月28日 优先权日2010年6月28日
发明者陈怡 申请人:浙江工业大学