功率因子校正器的制作方法

专利名称：功率因子校正器的制作方法
技术领域：
这里所公开的实施例总体上涉及一种功率电路以及功率因子校正。
背景技术：
工程师们将一般的交流(AC)功率(power)(干线功率(mainspower))转换成直流 (DC)功率，以供多个消费设备使用。功率管理系统使用在功率消耗方面具有低损耗的组件 (例如，电感器、二极管、电容器、变压器以及其他开关(JFET、MOSFET等))，将来自主电源 (main source)的AC功率转换成DC功率。工程师们可以通过集中于从主电源汲取的电流 的谐波以及干线电压与从主电源汲取的电流之间的相位关系，来降低主电源的损耗；干线 供电(mains power supplying)的效率通过功率因子来度量。AC到DC功率系统的功率因 子可以定义为从主电源汲取的实际功率与均方根(rms)电压Vms和电流Inns的乘积的比值。主要由桥式整流器、开关式电源(SMPS)和控制电路组成的功率因子校正器(PFC) 广泛用于帮助使功率管理系统中的功率因子最大化，并且已经用于个人计算机、适配器以 及照明设备中的功率管理。因此，功率因子是评价PFC的总体性能的关键参数。在低负载 条件下工作的PFC的功率因子近来已经变得越来越重要，这是由于PFC目前可以在大多数 工作时间内工作于低负载条件下。同样，以多个干线电压电平操作的PFC的功率因子始终 是重要的，这是由于不同国家之间干线电压有着很大不同。现有技术中的其他功率因子校 正器控制在SMPS中使用的控制开关的接通时间，其中，在PFC稳定之后接通时间保持恒定 时间段。作为示例，PFC中的典型SMPS设计可以使用置于桥式整流器和滤波器之后的升压 (boost)转换器。由于桥式整流器之后是滤波器电流，所以在桥式整流器的输出处的电流可 以不等于由升压转换器汲取的电流。在低负载或高干线电压条件下，由于升压转换器所汲 取的电流较小，因此桥式整流器之后的滤波器电流可以变得更加显著。因此电源AC电流在 较短时间段内变得更加集中。相应地较高的集中性可以增大源AC电流的rms值，并因此可 以降低功率因子，这是由于这两个量成反比。考虑到上述，长期迫切需要AC/DC功率转换器工业在低负载或高干线电压条件下 更有效率地传递功率。

发明内容
本实施例提供了功率转换控制的显著进步，在低负载下获得高功率因子，本实施 例也其他特征和优点。提供了不同示意示例实施例的简要概述。在以下概述中可以进行一 些简化和省略，这意在突出和介绍不同示例实施例的一些方面，但并不意在限制本发明的 范围。以下部分中将给出足以使本领域技术人员能够做出或使用本发明构思的优选示例实 施例的详细描述。不同实施例涉及通过功率因子校正器控制从主电源传递至负载的功率的方法，功 率因子校正器具有桥式整流器和SMPS，SMPS可以是具有通过二极管连接至电容器和电感
7器电流控制开关的铁芯电感器(core inductor)，电感器电流控制开关在接通(ON)和关断 (OFF)状态之间可切换，并且仅在接通状态期间导通，以控制通过铁芯电感器的电流、控制 传递至负载的电流。功率因子校正器接收干线交流(AC)电压作为输入，其中，干线AC电压 在循环周期上从零到零以循环方式变化的绝对电压值。循环周期具有第一半循环周期和第 二半循环周期，在第一半循环周期期间绝对电压值从零增大到最大值，在第二半循环周期 期间绝对电压值从最大值减小到零。根据不同实施例，电流控制开关相对于循环周期以时序方式产生一系列转换循 环，每个转换循环包括持续时间τ。η和持续时间T。ff，在持续时间1^期间电流控制开关接通， 在持续时间T。ff期间电流控制开关关断。在PFC的稳定状态，在第二半循环周期期间电流 的传递较高，使得第二半循环周期期间铁芯电感器的平均电流大于第一半循环周期期间铁 芯电感器的平均电流。在不同实施例所提供的特征和优点之中，到负载的电流传递的这种时域移位为 PFC提供了实质上改进的功率因子，尤其是在低负载值或高干线AC电压下。根据一个方面，电流控制开关的操作通过增大循环周期上的τ。η，使得在第二半循 环周期期间的平均Τ。η长度实质上比第一半循环周期期间的平均τ。η长度长，来将电流的传 递移位至第二半循环周期。从而将第二半循环周期内铁芯电感器的平均电流控制为实质上 大于第一半循环周期内该铁芯电感器的平均电流。根据一个或多个示例实施例的另一方面，电流控制开关通过仅在移位的时间窗内 产生一系列转换循环，使第二半循环周期的延续时间实质上比第一半循环周期的延续时间 长，来将电流传递移位至第二半循环周期。根据一个方面，在一个或多个不同示例实施例中，电流控制开关仅在移位时间窗 期间产生转换循环，值1 可以对于转换循环是恒定的，其中，通过在第二半循环周期期间 比在第一半循环周期期间实现实质上更多个的转换循环，移位时间窗独自在第二半循环周 期内比在第一半循环周期内提供实质上更大的铁芯电感器平均电流。根据另一方面，在一个或多个各种示例实施例中，电流控制开关仅在移位时间窗 期间产生转换循环，在时间窗上值Τ。η可以增大，从而通过以下操作的组合在第二半循环周 期内比在第一半循环周期内提供实质上更大的的铁芯电感器平均电流在第二半循环周期 期间比在第一半循环周期实现实质上更长的用于功率转换的时间，以及在第二半循环周期 内比在第一半循环周期期间实现更长的用于转换周期的平均τ。η。


为了便于更好地理解各种示例实施例，参考附图，在附图中图1是示例功率因子校正器的示意图；图2是功率因子校正器中示例控制电路的框图；图3是稳定状态下示例功率因子校正器的时序图；图4是稳定状态下示例功率因子的另一时序图；图5是功率因子校正器中的另一示例控制电路的框图；图6Α是示例功率因子校正器的时序图；图6Β是示例功率因子校正器的另一时序图7是示例时序控制电路的示意图；图8是示例时序控制电路的时序图；图9是示例时序控制电路的另一时序图；图10是示例零点检测电路的示意图；图11是另一示例功率因子校正器的时序图；图12是功率因子校正器中的另一控制电路的框图；图13是另一示例定时器控制电路的示意图；图14是示例窗产生电路的示意图；图15是示例窗产生电路的时序图；图16是另一示例功率因子校正器的时序图；图17是功率因子校正器中的另一示例控制电路的框图；以及图18是另一示例定时器控制电路的示意图。
具体实施例方式现在参照附图，在附图中类似的附图标记指代类似的步骤组件，存在公开的不同 示例实施例的广义方面。图1示出了示例AC/DC功率转换器100作为根据一个示例实施例的一个功率因子 校正器的一个示例实现方式。功率转换器100可以连接至AC电源101，并且可以包括桥式 整流器103、滤波器105、电容器106和升压转换器107，该升压转换器107包括电感器109、 控制开关111、振铃(ringing)电容器112、以及二极管113。示例功率转换器100还包括针 对控制开关的控制电路115和附着至负载119的负载电容器117。在常规操作期间，桥式整 流器103可以将来自电源101的干线AC电压转换成已整流电压，在将该电压传递至升压转 换器107之前，可以通过滤波器105来减小该电压中的噪声。如在后续部分中更详细描述 的，控制电路115以与干线AC电压和负载119的周期循环有关的多种具体描述方式来控制 控制开关111的接通和关断。同样如更详细描述的，在开关处于接通状态(即，开关闭合) 时电感器109中的电流增大，在开关处于关断状态(即，开关断开)时，仅将功率传递至负 载 119。AC电源101可以是通用交流电源。AC电源可以传递干线AC电压，干线AC电压可 以因国家的不同而不同，并且可以由特定电压、频率、插头和插座来表示。在示例实施例中， AC电源101可以传递由Asin (wt)形式的正弦波表征的干线AC电压，其中A是干线AC电压 的幅度，w是波的频率，t是时间。通过桥式整流器103，可以在一个正弦波的整个循环期间 传递干线AC电压，这在下文中也被称作“干线循环”。参照图1，在所示示例100中，桥式整流器103可以包括并联的两组二极管(未分 别编号)，这两组二极管可以将来自AC电源101的干线AC电压转换成示例已整流电压Vin。 由于Vin可以近似表征为干线AC电压的绝对值，桥式整流器103的输出可以近似表征为IA sin(wt) I。桥式整流器103的配置对于实施例而言不是特定的，并且不是用于将干线AC电 压转换成已整流电压的唯一装置。考虑到本公开，普通技术人员将认识到将干线AC电压转 换成已整流电压的等同组件。继续参照图1，滤波器105可以连接至桥式整流器103的输 出，以降低噪声。在示意实施例中将滤波器105表征为电容器106。普通技术人员将认识到用作滤波器的等同组件。继续参照图1，根据一个实施例的所示示例100中的升压转换器107可以包括电 感器109、由控制电路115控制的控制开关111、振铃电容器112、以及二极管113。升压转 换器还可以包括负载电容器117。在示意实施例中，控制开关111可以是JFET。普通技术 人员将认识到作为JFET备选的其他开关，并且基于本公开会理解如何重新配置供其使用 的功率转换器。升压转换器107可以接收由滤波器105产生的电压Vin，并且产生输出电压 V。ut，该输出电压V。ut可以被传递至负载119。升压转换器107可以被选择或配置为符合标 准化的电压转换，例如，用于电信设备、计算机电源或标准照明源的标准转换。升压转换器 107仅是示例实现方式；本领域技术人员知道产生相同效果的其他SMPS拓扑，例如，回扫转 换器(flyback converter)。控制电路115通过控制每个转换循环中控制开关111的导通时间，来控制升压转 换器107的运行。转换循环可以包括接通时间T。n(控制开关闭合的时间)以及关断时间 T。ff (开关断开的时间)。在T。n期间，电感器109的电流增大，并且二极管113不导通。在 T。ff期间，对于连续导通模式(CCM)操作，电感器109的电流减小，并且二极管113导通。对 于临界导通模式(BCM)操作，当控制开关关断时，电感器109的电流首先减小，并且二极管 113首先导通。然后，当电感器109的电流达到零时，二极管113停止导通，并且电感器109 的电压Vdrain和电流均由于电感器109和振铃电容器112的组合而开始振荡。将理解，振 铃电容器112可以是控制开关111中的寄生电容，例如，如果控制开关111是场效应晶体管 (FET)，则振铃电容器112是这种FET的栅极到漏极电容，或者可以是并入到升压转换器中 的分立电容器。为了描述示例时术语一致，与控制开关111有关的术语“一个转换循环”用于指代 一个接通时间τ。η与其随后的关断时间T。ff的和。假定传递给负载119的电压保持相同，具 有较大T。n时间的转换循环比具有较小Τ。η时间的转换循环向低负载119传递更多功率，这 是由于Τ。η时间越长，电感器109的电流可以越高。干线循环优选地包括许多个转换循环。 例如，示例干线循环可以是20ms，而示例恒定转换循环可以是10 μ s，使得单个干线循环可 以包括2000个转换循环。在单个干线循环期间，控制开关111的转换循环可以增大、减小 或保持不变。负载119可以是在低负载下操作的标准电子设备。这可以包括在不同模式下操作 的设备，其中，模式之一(例如，待机模式)具有低负载下的工作点。功率转换器100可以 在低负载和较高负载下都能工作。功率转换器100还能够在较高负载下产生高功率因子。现在参照图2，示出了示例控制电路115的框图。控制电路200可以包括功率分配 器(power dividor)202、误差放大器204、定时器控制电路206、驱动器208以及谷值检测电 路210。如本领域普通技术人员在阅读本公开所理解的，在常规操作期间，可以在电路分配 器202处首先将来自升压转换器107的V。ut除以因数K，其中，K > 1，以使得V。ut更容易被 误差放大器处理。然后可以将所获得的衰减电压信号V。ut/K与参考电压Vk相比较，并由误 差放大器204来处理衰减电压信号V。ut/K与参考电压Vk的差，其中误差放大器204的输出 电压(误差电压VJ可以用于调整接通时间T。n。继续参照图2，在临界导通模式操作中，谷值检测电路210可以感测到Vdrain，当 Vdrain在包括电感器109和振铃电容器112的LC电路所创建的振荡时间期间达到其最小值(谷值)时，谷值检测电路210可以向定时器控制电路206输出脉冲。根据一个示例，谷值 检测电路206检测何时到达该最小值(谷值)，产生脉冲并且将该脉冲发送给定时器控制电 路206，定时器控制电路206响应于此可以触发控制开关11再次接通。如上所述，误差放大器204和谷值检测电路210的输出可以由定时器控制电路206 来接收。定时器控制电路可以具有或可以不具有足以驱动控制开关11的电流驱动能力，并 且如不具有，则定时器控制电路206的输出可以驱动驱动器208，驱动器208继而驱动控制 开关111。在示意实施例中，控制电路200可以接收来自升压转换器106的V。ut，以及接收 与控制开关111的漏极电压相对应的Vdrain，从而调整传递给同一控制开关111的栅极的信 号。传递给开关的信号的波形例如可以是方波。现在参照图3，示出了稳定状态下功率因数校正器的时序图。在忽略通过桥式整流 器103之后的滤波器105的电流的情况下，示出了在功率因子校正器100的稳定状态下的 干线AC电压301、滤波器所传递电压Vin、以及干线AC电流303的绝对值的时序图。由于控 制开关111的转换周期中的恒定接通时间T。n，干线AC电流可以呈现与干线电压类似的波 形。干线AC电流303的绝对值因此可以示意用于功率因子校正器100的理想功率因子。然而，如果考虑桥式整流器103之后滤波器105的电流，则可以将与干线循环相对 应的Vin的每个循环划分成三个阶段。现在参照图4，示出了示例功率因子校正器的另一时 序图。干线AC电压401保持与干线AC电压301相同。可以将干线AC电压的绝对值分成 上升时间和下降时间。对于滤波后的电压Vin 402，可以有三个阶段。在第一阶段Teh期间， 电容器Cin 106可以由干线功率来充电。干线AC电流的绝对值因此可以是Cin 106的充电 电流与电感器109的电流之和，并且根据以下方程U =其中，Imain是干线AC电流，1。也是电感器109的电流，Vmain是干线AC电压401。在 Teh的结束处，滤波后的电压Vin 402可以达到其最大值，该最大值与干线AC电压401的最 大绝对值相对应。在第二阶段Td。h期间，电容器Cin 106可以通过升压转换器来放电，其中， 干线AC电流的绝对值可以等于电感器109的电流与来自电容器Cin 106的放电电流之间的 差，根据以下方程\Lj = Icoil-Cin ^^在第二阶段Tdeh的结束处，电感器109的电流可以等于来自电容器106的放电电 流，该放电电流等于Cin|dVmain/dt|。此后，在第三阶段Tis。期间，电感器109的电流可以小于 所需放电电流CinIdVmainIdtI，以维持桥式整流器的导通，因此，桥式整流器103之后的滤波 器105可以通过桥式整流器103与AC电源101隔离。因此，可以不存在通过干线的电流， 并且滤波器105的放电电流可以等于电感器109的电流。因此，利用针对控制开关111的 转换循环的恒定接通时间T。n，滤波器105上的电压Vin在阶段Tis。期间例如以指数函数减 小。在一些实施例中，滤波器105上的电压Vin可以在阶段Tis。期间以接近线性函数的指数 函数减小。由于在功率因子校正器100中形成的控制回路，在稳定状态下来自电感器109的 线圈电流可以与负载电流成比例。因此，在高负载电流下，与电感器109的电流相比可以忽
11略滤波器105的电流。这意味着干线AC电流因此可以呈现与干线AC电压近似相同的波形。 因此，在高负载电流下，滤波器105的电流对功率因子的影响是可忽略的。然而，在低负载 电流下，所获得的电感器109低电流可以使滤波器105的电流不可忽略。在这种情况下，阶 段T。h期间的干线AC电流可以远大于阶段Td。h和Tis。期间的干线AC电流。在Vin的每个循 环期间，较低负载电流可以导致较短Td。h和阶段T。h，以及较长阶段Tis。。在这样的实施例中， 干线AC电流可以集中于干线AC电压401的周期THse。与当干线电流在半干线循环上更均 勻分布时相比，这可以导致干线AC电流的更高IMS。如果干线AC电压的幅度较高，则电感器109的电流可以较低，这是由于从干线AC 电压源101传递的功率可以等于传递给负载的功率。滤波器105的电流因此可以更加占优 势。这可以导致干线AC电流变得更集中。因此，当干线AC电压较高时，滤波器105的电流 本身可以更大(Cin|dVmain/dt|)。更高的滤波器电流还可以使干线AC电流更集中，与当干线 电流在半干线循环上更均勻分布时相比，这可以导致干线AC电流的更高IMS。这遵照用于 功率因子校正器100中的功率因子的方程，该方程是
权利要求
1.一种通过AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率的方法，所述AC/DC功率转换器 具有包括控制开关的开关式电源SMPS，所述控制开关在接通和关断状态之间可切换，并且 仅在所述接通状态期间导通，以控制传递至负载的驱动电流，所述AC/DC功率转换器接收 干线交流AC电压作为输入，干线AC电压具有在循环周期上以循环方式变化的绝对电压值 的干线电压循环，所述循环周期具有从零增加到最大值的第一半循环周期以及随后的从最 大值减小到零的第二半循环周期，所述方法包括接收干线AC电压；对干线AC电压进行整流，以产生直流DC电压；根据DC电压产生输出电压；将输出电压和驱动电流传递至负载，所述输出电压和驱动电流由SMPS中控制开关来 控制；通过在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列，相对于干线电压循环来移位驱动电流 的时序，其中，每个电流控制脉冲使控制开关处于所述接通状态，并且每个电流控制脉冲具 有相应持续时间T。n，所述产生具有相对于第一和第二半循环周期的时序，所述时序提供第 二半循环周期内所有电流控制脉冲的Τ。η之和，第二半循环周期内所有电流控制脉冲的Τ。η 之和实质上大于第一半循环周期内所有电流控制脉冲的Τ。η之和。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，循环周期内电流控制脉冲序列中的第η个电流控 制脉冲的1 具有比所述电流控制脉冲序列中的第(η-1)个电流控制脉冲的Τ。η长的持续时 间，其中第η个电流控制脉冲是在第(η-1)个电流控制脉冲之后产生的。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，第η个电流控制脉冲的Τ。η与第(η-1)个电流控 制脉冲的Τ。η之间的差在至少三C3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述移位包括在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时 序窗，以及仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续 时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Τ。η值之和实质上大于在第一半循环周期期间 产生的所有1 值之和。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，第η个电流控制脉冲的Τ。η与第(η-1)个电流控 制脉冲的Τ。η之间的差在至少三(3)个连续电流控制脉冲的范围上是零，并且时序窗的大部 分出现在第二半循环周期期间。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第η个电流 控制脉冲的1 具有比所述电流控制脉冲序列中的第(η-1)个电流控制脉冲的乜长的持续 时间，其中，在第(η-1)个电流控制脉冲之后产生第η个电流控制脉冲。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，第η个电流控制脉冲的Τ。η与第(η-1)个电流控 制脉冲的Τ。η之间的差在至少三C3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列 通过以下操作来控制Τ。η:检测所输入的干线电压的零点，并响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序参 考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大的值；在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小 电压，并响应于此，产生谷值检测信号；响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流； 将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并将T。n设置为等于开始发 送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括基于给定的参考电压来控制所述输出电压，其 中，控制所述输出电压包括将与所述输出电压成比例的电压与所述给定的参考电压相比较，并响应于此，产生电 压误差信号；以及基于所述电压误差信号，调节至所述脉冲时序电容器的所述充电电流。
10.根据权利要求1所述的方法，其中 所述移位包括在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时 序窗，以及仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续 时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Τ。η值之和实质上大于在第一半循环周期期间 产生的所有Τ。η值之和；以及在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列通过以下操作来控制Τ。η 检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序 参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大 的值，在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小 电压，并响应于此，产生谷值检测信号，响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流，以及 将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并将τ。η设置为等于开始发 送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第η个电 流控制脉冲的1 具有比所述电流控制脉冲序列中的第(η-1)个电流控制脉冲的Τ。η长的持 续时间，其中，在第(η-1)个电流控制脉冲之后产生第η个电流控制脉冲。
12.根据权利要求4所述的方法，其中产生时序窗步骤还包括产生在后循环周期中递增计数的第一计数信号，所述第一计数信号在后循环周期结束 处或之后切换至递减计数；产生在后循环周期中递减计数的第二计数信号，所述第二计数信号在后循环周期结束 处或之后切换至递增计数；产生与第一和第二计数信号之间的差的绝对值相等的差信号； 根据差信号和设置信号产生加窗信号。
13.根据权利要求8所述的方法，其中，检测零步骤还包括 接收干线AC电压信号；产生幅度与AC干线电压信号的幅度成比例的差分信号；以及 响应于所述差分信号，产生零交叉信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其中 所述移位包括在每个循环周期中相对于第一和第二半循环周期产生具有起始时间和持续时间的时 序窗，以及仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；其中，时序窗起始时间和时序窗持续 时间使得在第二半循环周期期间产生的所有T。n值之和实质上大于在第一半循环周期期间 产生的所有Τ。η值之和；以及在每个循环周期内产生电流控制脉冲序列通过以下操作来控制Τ。η 检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电压，所述脉冲时序 参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相对于时间而增大 的值；在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率电容器上的最小 电压，并响应于此，产生谷值检测信号；响应于所述谷值检测信号，向脉冲时序电容器发送充电电流；以及 将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并且将Ton设置为等于开始 发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
15.一种通过AC/DC功率转换器控制传递至负载的功率的电路，所述AC/DC功率转换器 接收干线交流AC电压作为输入，干线AC电压具有在循环周期上以循环方式从零到零变化 的绝对电压值的干线电压循环，所述循环周期具有第一半循环周期和第二半循环周期，在 第一半循环周期期间绝对电压值从零增大到最大值，在第二半循环周期期间绝对电压值从 最大值减小到零，所述电路包括整流器，接收干线AC电压，并且产生直流DC电压；开关式电源SMPS，接收DC电压，产生输出电压，并且将输出电压和驱动电流提供至负 载，所述SMPS包括控制开关，所述控制开关在接通和关断状态之间可切换，并且仅在所述 接通状态期间导通，以控制传递至负载的输出电压和驱动电流；以及定时器控制电路，在接通和关断状态之间驱动控制开关，其中，控制电路通过在每个 循环周期内产生电流控制脉冲序列，相对于干线电压循环来移位驱动电流的时序，其中，每 个电流控制脉冲使控制开关处于所述接通状态，并且每个电流控制脉冲具有相应持续时间 T。n，所述产生具有相对于第一和第二半循环周期的时序，所述时序提供第二半循环周期内 所有电流控制脉冲的Τ。η之和，第二半循环周期内所有电流控制脉冲的1 之和实质上大于 第一半循环周期内所有电流控制脉冲的Τ。η之和。
16.根据权利要求15所述的电路，其中，循环周期内电流控制脉冲序列中的第η个电流 控制脉冲的1 具有比所述电流控制脉冲序列中的第(η-1)个电流控制脉冲的乜长的持续 时间，其中在第(η-1)个电流控制脉冲之后产生第η个电流控制脉冲。
17.根据权利要求16所述的电路，其中，第η个电流控制脉冲的Τ。η与第(η-1)个电流 控制脉冲的Τ。η之间的差在至少三C3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
18.根据权利要求15所述的电路，其中，定时器控制电路产生具有相对于第一和第二半循环周期的起始时间和持续时间的时序窗，其中定时器控制电路仅在所述时序窗内产生电流控制脉冲序列，以及 时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有T。n值之和 实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有1 值之和。
19.根据权利要求18所述的电路，其中，所述时序窗内电流控制脉冲序列中的第η个电 流控制脉冲的1 具有比所述电流控制脉冲序列中的第(η-1)个电流控制脉冲的Τ。η长的持 续时间，其中，在第(η-1)个电流控制脉冲之后产生第η个电流控制脉冲。
20.根据权利要求19所述的电路，其中，第η个电流控制脉冲的Τ。η与第(η-1)个电流 控制脉冲的Τ。η之间的差在至少三C3)个连续电流控制脉冲的范围上是恒定的。
21.根据权利要求15所述的电路，还包括零点检测电路，检测所输入的干线电压的零点，并且响应于此，产生脉冲时序参考电 压，所述脉冲时序参考电压具有在不大于一个循环周期的脉冲时序参考电压持续时间上相 对于时间而增大的值；谷值检测电路，在与电流控制开关并联的功率电容器的振荡周期期间，检测所述功率 电容器上的最小电压，并响应于此，产生谷值检测信号；其中，定时器控制电路响应于所述谷值检测信号向脉冲时序电容器发送充电电流，并 且将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序电压相比较，并且将1 设置为等于开始发送充 电电流与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
22.根据权利要求21所述的电路，定时器控制电路还包括比较器，将脉冲时序电容器上的电压与脉冲时序参考电压相比较，并且产生触发信号；以及触发器电路，接收触发信号和谷值检测信号，并且将Τ。η设置为等于开始发送充电电流 与比较结果指示满足比较准则之间的时延。
23.根据权利要求22所述的电路，其中，定时器控制电路基于给定的参考电压通过以 下操作来控制所述输出电压将与所述输出电压成比例的电压与所述给定的参考电压相比较， 响应于此，产生电压误差信号；以及基于所述电压误差信号，调节至所述脉冲时序电容器的所述充电电流。
24.根据权利要求22所述的电路，其中，定时器控制电路产生具有相对于第一和第二 半循环周期的起始时间和持续时间的时序窗，其中定时器控制电路仅在所述时序窗内产生所述电流控制脉冲序列；以及 时序窗起始时间和时序窗持续时间使得在第二半循环周期期间产生的所有Τ。η值之和 实质上大于在第一半循环周期期间产生的所有1 值之和。
25.根据权利要求M所述的电路，还包括 加窗电路，包括在后半循环周期中递增计数的第一计数器，所述第一计数器在后循环周期结束处或之 后切换至递减计数，在后半循环周期中递减计数的第二计数器，所述第二计数器在后循环周期结束处或之 后切换至递增计数，组合电路，接收第一和第二计数器的输出，并且产生第一和第二计数器的输出之间的 差的绝对值，以及比较器，接收组合电路的输出和设置信号，并且产生加窗信号；以及 延迟电路，接收加窗信号，并产生起始和停止信号。
26.根据权利要求25所述的电路，其中，触发器电路还接收起始信号、停止信号以及谷 值检测信号，并且将1 设置为等于开始发送充电电流与比较结果指示满足比较准则之间 的时延。
27.根据权利要求21所述的电路，零点检测电路还包括放大器，接收与干线AC电压成比例的差分电压，并且产生差分放大干线信号，所述差 分电压包括与主电源的正端子上的电压成比例的第一单端电压以及与主电源的负端子上 的电压成比例的第二单端电压；以及比较器，接收差分放大干线信号，并在所述差分放大干线信号等于零时产生零交叉信号。
全文摘要
不同示例实施例涉及用于低负载的功率因子校正器及相关方法。功率因子校正器通过在干线AC电压的绝对值的下降时间期间比在可应用上升时间期间使更大量的电流传递至负载，在低负载或高干线电压下提升功率因子。不同实施例通过在下降时间期间增大控制开关的接通时间来实现这一点，使得干线周期期间接通时间的大部分出现在下降时间期间。这可以包括使用在每个半干线循环内的周期上增大的时序电压，来增大下降时间中转换循环的接通时间。这还可以包括在每个半干线循环期间移位时域功率转换，使得时间的大部分出现在下降时间期间。不同实施例可以采用上述两种方法。
文档编号H02M1/42GK102111065SQ20101062310
公开日2011年6月29日 申请日期2010年12月27日 优先权日2009年12月28日
发明者张 成 申请人:Nxp股份有限公司