专利名称：线性振动电动机的驱动控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于驱动控制振子相对于定子以直线状往返振动的线性振动电动机的驱动控制电路。
背景技术：
以往，线性振动电动机用于电动剃刀等特定用途中，但近年来，其用途正在扩大。 例如，应用于产生用于向用户反馈按下了触摸面板时的操作感觉的振动的元件。随着这样的触觉(haptics)用途的扩大，预计今后线性振动电动机的上市数量会增加。专利文献1JP特开2001-16892号公报在线性振动电动机的驱动控制中，要求在驱动结束时从振动停止开始起至振动停止完成为止的时间(以下，称作振动停止时间)的缩短。尤其在上述的触觉用途中，由于要求尽可能快的反应速度，所以要求停止时间短的线性振动电动机。
发明内容
本发明鉴于这样的状况而完成，其目的在于，提供一种能够缩短线性振动电动机的驱动结束时的振动停止时间的技术。在本发明的一个方式的线性振动电动机的驱动控制电路中，该线性振动电动机包括定子和振子，两者中的至少一个由电磁铁构成，且向该电磁铁的线圈提供驱动电流，使振子相对定子振动，该线性振动电动机的驱动控制电路包括驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流交替地流过线圈的驱动信号；和驱动部，其生成与由驱动信号生成部生成的驱动信号对应的驱动电流，并提供给线圈。驱动信号生成部在线性振动电动机的驱动结束之后，生成相对于在该驱动进行时生成的驱动信号的相位而言相反相位的驱动信号，驱动部通过向线圈提供与相反相位的驱动信号对应的相反相位的驱动电流，从而加快线性振动电动机的停止。另外，以上的结构要素的任意的组合、在方法、装置、系统等之间变换本发明的表现而得的方式，也作为本发明的方式而有效。(发明效果)根据本发明，能够缩短线性振动电动机的驱动结束时的振动停止时间。
图1是表示本发明的实施方式的线性振动电动机的驱动控制电路的结构的图。图2是表示驱动部、感应电压检测部以及比较器的结构例的图。图3是表示实施方式的驱动控制电路的动作例的时序图。图4是表示边缘信号、第一时钟信号、第二时钟信号以及第三时钟信号的一例的时序图。图5是表示解码器的结构例的图。
图6是表示驱动信号的一个周期的波形的图。 图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。图9是表示追加了上升沿控制功能的解码器的结构例的图。图10是用于说明第一上升沿控制的图，图10(a)是表示没有执行第一上升沿控制时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图，图10(b)是表示执行了第一上升沿控制时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图。图11是用于说明第二上升沿控制的图，图11 (a)是表示没有执行第二上升沿控制的时的线圈驱动电压的变化的图，图11(b)是表示执行了第二上升沿控制时的线圈驱动电压的变化的图。图12是表示追加了停止控制功能的解码器的结构例的图。图13是用于说明上述停止控制的基本概念的图，图13(a)是表示没有执行停止控制时的线圈驱动电压的变化的图，图13(b)是表示执行了停止控制时的线圈驱动电压的变化的图，图13(c)是表示通过PWM信号执行了停止控制时的线圈驱动电压的变化的图。图14是用于说明在上述停止控制中反相驱动信号的周期次数固定的例的图，图 14(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数多时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图，图14(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数少时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图。图15是用于说明在上述停止控制中反相驱动信号的周期次数可变的例的图，图 15(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数多时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图，图15(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数少时的线圈驱动电压和线性振动电动机的振动的变化的图。图16是表示具有检测窗设定功能的过零检测部的图。图17是用于说明检测窗信号1、检测窗信号2以及检测窗开始信号的图。图18是表示输出控制部的结构例的图。图19是用于说明使用检测窗信号1的过零检测部(未使用检测窗开始信号)的动作的图，图19(a)表示在检测窗内产生了感应电压的过零点时的线圈的两端电压和边缘信号的变化，图19(b)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率<谐振频率)的线圈的两端电压和边缘信号的变化，图19(c)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率>谐振频率)的线圈的两端电压和边缘信号的变化。图20是用于说明使用检测窗信号2和检测窗开始信号的过零检测部的动作的图， 图20(a)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率 <谐振频率)的线圈的两端电压和边缘信号的变化，图20(b)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率>谐振频率)的线圈的两端电压和边缘信号的变化。图中100_驱动控制电路；10-驱动信号生成部；14-解码器；16-差分计算电路； 18-加法运算电路；20-驱动部；30-感应电压检测部；40-过零检测部；200-线性振动电动机；210-定子；Ll-线圈；220-振子。
具体实施例方式(基本结构)图1是表示本发明的实施方式的线性振动电动机200的驱动控制电路100的结构的图。首先，线性振动电动机200具有定子210和振子220，两者中的至少一个由电磁铁构成。在本实施方式中，定子210由电磁铁构成。在磁性材料的芯体211上卷绕线圈Ll而形成定子210，若对线圈Ll通电，则起到磁铁的作用。振子220包括永磁铁221，永磁铁221 的两端(S极侧和N极侧)分别经由弹簧22h、222b被固定在框体223上。定子210和振子220隔着规定的间隙而排列配置。另外，也可以与图1的例子相反地利用电磁铁构成振子220，利用永磁铁构成定子210。驱动控制电路100向上述线圈Ll提供驱动电流，使振子220相对于定子210以直线状进行往返振动。驱动控制电路100包括驱动信号生成部10、驱动部20、感应电压检测部30以及过零检测部40。驱动信号生成部10生成用于使正电流和负电流隔着非通电期间交替地流过线圈 Ll的驱动信号。驱动部20生成与由驱动信号生成部10生成的驱动信号对应的驱动电流， 并提供给线圈Li。感应电压检测部30连接在线圈Ll的两端上，检测线圈Ll的两端电压差。主要在非通电期间，检测在线圈Ll中所产生的感应电压。过零检测部40检测由感应电压检测部30检测出的感应电压的过零点。驱动信号生成部10根据由过零检测部40检测出的感应电压的过零点的检测位置，推测线性振动电动机200的固有振动数，并使上述驱动信号的频率尽可能地接近该固有振动数。即，按照上述驱动信号的频率与该固有振动数一致的方式，以自适应方式改变上述驱动信号的频率。更具体地说，驱动信号生成部10计算上述驱动信号的一个周期的结束位置和应与该结束位置对应的过零点的检测位置之间的差分，并将该差分相加在当前的驱动信号的周期宽度上，以自适应方式控制上述驱动信号的周期宽度。在由通常的相位(零一正电压 —零一负电压一零)形成上述驱动信号的一个周期的情况下，应与上述结束位置对应的过零点的检测位置成为从上述感应电压的负电压向正电压过零点的位置。相反，在由相反相位(零一负电压一零一正电压一零)形成上述驱动信号的一个周期的情况下，应与上述结束位置对应的过零点的检测位置成为从上述感应电压的正电压向负电压过零点的位置。以下，进一步具体说明驱动控制电路100的结构。首先，说明驱动部20、感应电压检测部30、过零检测部40的结构。过零检测部40包括比较器41和边缘检测部42。比较器41对由感应电压检测部30检测出的感应电压和用于检测过零点的基准电压进行比较。 比较器41在该感应电压与该基准电压交叉的时刻，使输出反相。例如，从低电平信号翻转为高电平信号。边缘检测部42将比较器41的输出反相的位置检测为边缘。图2是表示驱动部20、感应电压检测部30以及比较器41的结构例的图。在图2 中，示出由H电桥电路构成驱动部20以及由差动放大电路构成感应电压检测部30的例子。该H电桥电路包括第一晶体管Ml、第二晶体管M2、第三晶体管M3以及第四晶体管 M4。另外，在图2中，为了便于说明，将线性振动电动机200的线圈Ll也描绘在驱动部20 的框内。第一晶体管Ml与第三晶体管M3的第一串联电路和第二晶体管M2与第四晶体管 M4的第二串联电路分别连接在电源电位Vdd与地电位之间。在第一晶体管Ml与第三晶体管M3的连接点(以下，称作A点)和第二晶体管M2与第四晶体管M4的连接点(以下，称作B点)之间连接线圈Li。在图2中，第一晶体管M1和第二晶体管M2由P沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间，作为体二极管(body diode)而连接有第一二极管Dl和第二二极管D2。第三晶体管M3和第四晶体管M4由N沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间，作为体二极管而连接有第三二极管D3和第四二极管D4。从驱动信号生成部10 (更严格地说是后述的解码器14)向第一晶体管Ml、第二晶体管M2、第三晶体管M3以及第四晶体管M4的栅极输入上述驱动信号。若根据该驱动信号将第一晶体管Ml和第四晶体管M4控制为导通、将第二晶体管M2和第三晶体管M3控制为截止，则线圈Ll中流过正电流，若将第一晶体管Ml和第四晶体管M4控制为截止、将第二晶体管M2和第三晶体管M3控制为导通，则线圈Ll中流过负电流。上述差动放大电路包括运算放大器0P1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3以及第四电阻R4。运算放大器OPl的反相输入端子经由第一电阻Rl而连接到B点，同相输入端子经由第二电阻R2而连接到A点。运算放大器OPl的反相输入端子和输出端子经由第三电阻R3而连接。向运算放大器OPl的同相输入端子经由第四电阻R4而施加基准电压 Vref，作为偏置电压。将第一电阻Rl和第二电阻R2的电阻值设定为相同的值，将第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值设定为相同的值。在该条件下，上述差动放大电路的放大率成为R3/R1。例如，将第一电阻Rl和第二电阻R2的电阻值设定为IOkQ、将第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值设定为20kQ，将线圈Ll的两端电压(A-B间电压)放大至2倍。向比较器41 (由开环运算放大器构成)的反相输入端子施加基准电压Vref。比较器41的同相输入端子连接在运算放大器OPl的输出端子上，向该同相输入端子施加运算放大器OPl的输出电压。向上述差动放大电路施加基准电压Vref，作为偏置电压(例如， l/2Vdd)的情况下，为了使运算放大器OPl和比较器41的量程(range) —致，使用基准电压 Vref作为比较器41的参考电压。另外，向上述差动放大电路未施加偏置电压的情况下，使用地电压作为比较器41的参考电压。由此，通过由上述差动放大电路放大线圈Ll的两端电压(A-B间电压)之后输入给比较器41，从而能够提高在线圈Ll中所产生的感应电压的过零点的检测精度。图3是表示实施方式的驱动控制电路100的动作例的时序图。该动作例是利用单相全波驱动线性驱动电动机200的例子。此时，设定非通电期间。将非通电期间设定在正电流通电期间和负电流通电期间的各自的前后。即，在 整个周期内，第一半周期由非通电期间、正电流通电期间以及非通电期间构成，第二半周期由非通电期间、负电流通电期间以及非通电期间构成。在以下的例子中，在半周期的180°内，向非通电期间分配40°、向正 (负)电流通电期间分配100°、向非通电期间分配40°。因此，在一个周期内，将5/9分配给通电期间，将4/9分配给非通电期间。以下，在本说明书中，将基于该比率的驱动方式称作100度通电。在图3中，在上述H电桥电路的导通-1状态(M1、M4导通，M2、M3截止)下，在线圈Ll中流过正电流。在上述H电桥电路的截止状态(Ml M4截止)下，驱动电流不流过线圈Li。在上述H电桥电路的导通-2状态(M1、M4截止，M2、M3导通)下，在线圈Ll中流过负电流。在线圈Ll中流过正电流的状态下，定子210被励磁为N极，通过该磁力，振子220 受到向永磁铁221的S极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧22 而向永磁铁221的S 极侧移动，并移动至弹簧22 的收缩界限为止。在驱动电流不流过线圈Ll的状态下，定子 210不被励磁，不产生磁力。振子220通过弹簧22 的恢复力而向中心位置移动。在线圈 Ll中流过负电流的状态下，定子210被励磁为S极，通过该磁力，振子220受到向永磁铁221 的N极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧222b而向永磁铁221的N极侧移动，并移动至弹簧222b的收缩界限为止。由此，驱动信号生成部10以截止状态一导通-1状态一截止状态一导通-2状态一截止状态这样的循环控制上述H电桥电路，从而能够使线性振动电动机200进行往返运动。若上述H电桥电路从导通-1状态转移至截止状态，将第一晶体管Ml 第四晶体管M4全部切换为截止，则经过上述体二极管而流过再生电流。上述H电桥电路从导通-2 状态转移至截止状态时也相同。通过有效利用该再生电流，能够提高能量效率，且能够降低驱动控制电路100的功耗。上述再生电流与之前流过线圈Ll的电流反向地流过。若上述再生电流流完，则在线圈Ll中流过由振子220的移动所引起的感应电流。在振子220停止的状态下，不会流过该感应电流。在振子220到达了振子220的振动区域的两端的瞬间，产生振子220停止的状态。感应电压检测部30通过监视在非通电期间线圈Ll中所产生的反电动势，能够推测振子220的位置。该反电动势为零的状态表示振子220停止的状态(即，位于振动区域的S极侧最大到达点或N极侧最大到达点)。因此，过零检测部40通过检测线圈Ll的两端电压(A-B间电压)过零点(除去基于驱动电流和再生电流的过零点)的时刻，并测量所检测出的过零点之间的期间，从而能够求出线性振动电动机200的固有振动数。另外，连续的过零点之间的期间表示线性振动电动机200的半振动周期宽度，一跳跃的过零点之间的期间表示该整个振动周期宽度。在本实施方式中，过零检测部40仅检测在非通电期间线圈Ll的两端电压(A-B间电压)从负向正过零点的时刻。此时，图2所示的比较器41按照如下方式进行设定在运算放大器OPl的输出电压低于基准电压Vref的期间，输出低电平信号，若运算放大器OPl 的输出电压变得比基准电压Vref高，则输出高电平信号。驱动信号生成部10使用与测量出的线性振动电动机200的固有振动数对应的周期宽度，调整下一个驱动信号的周期宽度。通过反复进行该测量和调整，驱动控制电路100 能够使线性振动电动机200在其谐振频率或该谐振频率附近的频率下持续驱动。返回至图1，进一步具体说明驱动信号生成部10。驱动信号生成部10包括第一锁存电路11、主计数器12、循环计数器13、解码器14、第二锁存电路15、差分计算电路16、第三锁存电路17、加法运算电路18以及第四锁存电路19。第一锁存电路11对应与上述驱动信号的一个周期的结束位置对应的计数结束值进行锁存，并在由第三时钟信号CLK3指示的时刻，输出到主计数器12和解码器14。另外， 也可以输出到差分计算电路16。在第一锁存电路11中，在线性振动电动机200的驱动开始时，从未图示的寄存器等设定上述计数结束值的初始值。在驱动开始后，从第四锁存电路 19输入的值成为上述计数结束值。
在主计数器12中，从第一锁存电路11设定上述计数结束值，并反复从计数初始值至该计数结束值为止进行计数。计数初始值通常被设定为0。例如，在作为该计数结束值而设定了 199的情况下，主计数器12成为重复计数0 199的200进制计数器。主计数器 12的计数值输出到循环计数器13、解码器14以及第二锁存电路15。 循环计数器13在每次主计数器12的一个计数循环结束时递增(increment)，保持主计数器12的计数循环次数。这里，一个计数循环是指主计数器12从上述计数初始值到上述计数结束值为止的计数。由于一个计数循环对应于一个驱动周期，所以计数循环次数对应于驱动周期次数。解码器14使用从主计数器12提供的计数值，生成与上述计数结束值对应的周期宽度的驱动信号。将在后面叙述解码器14的详细的结构。第二锁存电路15依次对从主计数器12提供的计数值进行锁存，在由过零检测部40检测出过零点的位置，将锁存的计数值输出到差分计算电路16。通过从边缘检测部42输入的边缘信号通知该检测出过零点的位置。若在理想的情况下始终在同一时刻产生检测出该过零点的位置，则第二锁存电路15的输出始终成为相同的计数值。差分计算电路16计算从第二锁存电路15输入的计数值与当前的计数结束值之间的差分。在图1中，描绘了从第一锁存电路11输入当前的计数结束值的例子。另外，可以是差分计算电路16保持当前的计数结束值的结构，也可以是从第四锁存电路19提供的结构。在检测出过零点的位置的计数值(=从第二锁存电路15输入的计数值)小于当前的计数结束值的情况下，差分计算电路16从前者减去后者。例如，在检测出过零点的位置的计数值为197且当前的计数结束值为199的情况下，差分计算电路16输出-2。在检测出过零点的位置的计数值大于当前的计数结束值的情况下，从第二锁存电路15输入的计数值成为相对于当前的计数结束值的增量值。此时，差分计算电路16直接输出从第二锁存电路15输入的计数值。例如，在检测出过零点的位置的原来的计数值为201 且当前的计数结束值为199的情况下，从第二锁存电路15输入的计数值成为2，差分计算电路16直接输出2。由于该计数值被重置为199，所以从第二锁存电路15输入的计数值成为 2，而不是201。第三锁存电路17对从差分计算电路16输入的差分值进行锁存，并在由第一时钟信号CLKl指示的时刻，向加法运算电路18输出该差分值。加法运算电路18在从第四锁存电路19输入的当前的计数结束值上相加从第三锁存电路17输入的差分值。第四锁存电路 19对从加法运算电路18输入的值进行锁存，并在由第二时钟信号CLK2指示的时刻输出给第一锁存电路11。在第四锁存电路19中，在线性振动电动机200的驱动开始时，也从未图示的寄存器等设定上述计数结束值的初始值。将由加法运算电路18生成的值作为新的计数结束值，经由第四锁存电路19和第一锁存电路11而设定到主计数器12和解码器14中。因此，在主计数器12和解码器14中， 始终设定有反映了之前的过零点的检测位置的计数结束值。图4是表示边缘信号、第一时钟信号CLK1、第二时钟信号CLK2以及第三时钟信号 CLK3的一例的时序图。从边缘检测部42到第二锁存电路15为止设定边缘信号。第一时钟信号CLKl是使边缘信号延迟了半个时钟的信号。该半个时钟的延迟考虑了差分计算电路16的运算处理。第二时钟信号CLK2是使第一时钟信号CLKl延迟了半个时钟的信号。该半个时钟的延迟考虑了加法运算电路18的运算处理。第三时钟信号CLK3是使第二时钟信号CK2延迟了多个时钟的信号。该多个时钟的延迟是用于抑制在当前的驱动周期的计数结束之前，当前的驱动周期的计数结束值被变更的延迟。例如，在没有设置第一锁存电路11的情况下，在当前的驱动周期中，在该结束位置之前检测出过零点时，存在反映了该过零点位置的新的计数结束值并没有从下一个驱动周期开始应用而是从当前的驱动周期开始应用的可能性。此时，由于以更新前的计数结束值为基准决定通电期间，所以不能维持通电期间和非通电期间之间的比率。在本实施方式中，不能维持100度通电。通过在第四锁存电路19和主计数器12之间设置第一锁存电路11，能够延迟设定在主计数器12中的当前的计数结束值更新为反映了过零点位置的新的计数结束值的时刻。(解码器结构)图5是表示解码器14的结构例的图。解码器14根据在上述计数结束值上乘以用于将相对于上述驱动信号的一个周期的通电期间的比率设为一定的系数而获得的值，决定与上述驱动信号的通电期间对应的计数宽度。如上所述，在上述驱动信号的一个周期中包含有正电流通电期间和负电流通电期间。因此，在上述100度通电的情况下，相对于上述驱动信号的一个周期的各通电期间的比率成为100° /360° ( ^ 0. 28)。此外，相对于上述驱动信号的一个周期的各通电期间的半个期间的比率成为50° /360° ( 0.14)。此外，解码器14根据在上述计数结束值上乘以用于决定上述驱动信号的通电期间的中心位置的系数而获得的值，决定与上述驱动信号的通电期间的开始位置和结束位置对应的计数值。如上所述，上述驱动信号的一个周期由前后设定了非通电期间的正电流通电期间和前后设定了非通电期间的负电流通电期间形成。这里，正电流通电期间的长度和负电流通电期间的长度设定得相等，非通电期间的长度也全部设定得相等。因此，将用于决定上述驱动信号的正电流通电期间的中心位置的系数设定为 0. 25，将用于决定上述驱动信号的负电流通电期间的中心位置的系数设定为0. 75。另外，在上述驱动信号的相位相反的情况下，将用于决定负电流通电期间的中心位置的系数设定为 0. 25，将用于决定正电流通电期间的中心位置的系数设定为0. 75。由此，解码器14能够计算与各通电期间对应的计数宽度以及与各通电期间的中心位置对应的计数值。并且，通过从与该中心位置对应的计数值减去上述计数宽度的一半的值，从而能够计算与各通电期间的开始位置对应的计数值。此外，通过在与该中心位置对应的计数值上相加上述计数宽度的一半的值，从而能够计算与各通电期间的结束位置对应的计数值。以下，进行更具体的说明。解码器14包括驱动宽度计算部51、正驱动中心值计算部52、负驱动中心值计算部53、正侧减法运算部54、正侧加法运算部55、负侧减法运算部 56、负侧加法运算部57、正驱动信号生成部58以及负驱动信号生成部59。驱动宽度计算部51将相对于上述驱动信号的一个周期的各通电期间(以下，也适当地称作驱动期间)的半个期间的比率作为系数而保持。在上述100度通电的情况下，保持0. 14。从第一锁存电路11向驱动宽度计算部51提供计数结束值。驱动宽度计算部51在该计数结束值上乘以该系数。由此，能够计算与各驱动期间的半个期间对应的计数宽度。正驱动中心值计算部52保持用于决定上述驱动信号的正电流通电期间(以下，也适当地称作正驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.25。从第一锁存电路11向正驱动中心值计算部52提供计数结束值。正驱动中心值计算部52在该计数结束值上乘以该系数。由此，能够计算与各正驱动期间的中心位置对应的计数值。
负驱动中心值计算部53保持用于决定上述驱动信号的负电流通电期间(以下，也适当地称作负驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.75。从第一锁存电路11向负驱动中心值计算部53提供计数结束值。负驱动中心值计算部53在该计数结束值上乘以该系数。由此，能够计算与各负驱动期间的中心位置对应的计数值。正侧减法运算部54通过从正驱动中心值计算部52提供的对应于正驱动期间的中心位置的计数值中减去从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，从而计算与正驱动期间的开始位置对应的计数值。正侧加法运算部55通过在从正驱动中心值计算部52提供的对应于正驱动期间的中心位置的计数值上相加从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，从而计算与正驱动期间的结束位置对应的计数值。负侧减法运算部56通过从负驱动中心值计算部53提供的对应于负驱动期间的中心位置的计数值中减去从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，从而计算与负驱动期间的开始位置对应的计数值。负侧加法运算部57通过在从负驱动中心值计算部53提供的对应于负驱动期间的中心位置的计数值上相加从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，从而计算与负驱动期间的结束位置对应的计数值。向正驱动信号生成部58，从主计算机12提供作为同步时钟的计数值、从正侧减法运算部54提供与正驱动期间的开始位置对应的计数值、从正侧加法运算部55提供与正驱动期间的开始位置对应的计数值。正驱动信号生成部58根据作为同步时钟的计数值，从与正驱动期间的开始位置对应的计数值至与正驱动期间的结束位置对应的计数值为止，将有意义的信号(例如，高电平信号)作为正驱动信号而输出。除此之外的期间输出没有意义的信号(例如，低电平信号)。另外，正驱动信号生成部58也可以由设定的占空比的PWM(Pulse-Width Modulation 脉冲宽度调制)信号生成该正驱动信号。将由正驱动信号生成部58生成的正驱动信号输入到驱动部20，更具体地说，输入到第一晶体管Ml和第四晶体管M4的栅极。另夕卜，在第一晶体管Ml的前级设置了未图示的反相器，该正驱动信号的相位被反相之后输入到第一晶体管Ml的栅极。向负驱动信号生成部59，从主计算机12提供作为同步时钟的计数值、从负侧减法运算部56提供与负驱动期间的开始位置对应的计数值、以及从负侧加法运算部57提供与负驱动期间的开始位置对应的计数值。负驱动信号生成部59根据作为同步时钟的计数值， 从与负驱动期间的开始位置对应的计数值至与负驱动期间的结束位置对应的计数值为止， 将有意义的信号(例如，高电平信号)作为负驱动信号而输出。除此之外的期间输出没有意义的信号(例如，低电平信号)。另外，负驱动信号生成部59也可以由设定的占空比的PWM信号生成该负驱动信号。将由负驱动信号生成部59生成的负驱动信号输入到驱动部20，更具体地说，输入到第二晶体管M2和第三晶体管M3的栅极。另外，在第二晶体管M2的前级设置了未图示的反相器，该负驱动信号的相位被反相之后输入到第二晶体管M2的栅极。图6是表示驱动信号的一个周期的波形的图。在图6中网点区域表示正驱动期间 (先)和负驱动期间(后)。由正侧减法运算部M生成与正驱动开始值a对应的计数值， 由正驱动中心值计算部52生成与正驱动中心值b对应的计数值，由正侧加法运算部55生成与正驱动结束值c对应的计数值。同样地，由负侧减法运算部56生成与负驱动开始值d 对应的计数值，由负驱动中心值计算部53生成与负驱动中心值e对应的计数值，由负侧加法运算部57生成与负驱动结束值f对应的计数值。通过如图5所示那样构成解码器14，驱动信号生成部10能够调整上述驱动信号， 使得即使因上述驱动信号的频率的变更而其周期宽度被变更，也会维持上述驱动信号的通电期间和非通电期间之比。此外，驱动信号生成部10也能够调整上述驱动信号，使得即使上述驱动信号的周期宽度变更，也会维持一个周期中的通电期间的信号相位的相对位置关系。图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。图7(a)是表示驱动周期为默认状态下的线圈驱动电压的变化的图，图7(b)是表示将驱动周期调整得比默认状态更长之后的线圈驱动电压(无通电期间宽度的调整)的变化的图，图7(c)是表示将驱动周期调整得比默认状态更长之后的线圈驱动电压(有通电期间宽度的调整)的变化的图。在图7(a)中，设定为上述100度通电。即，将一个驱动周期中的通电期间与非通电期间之比设定为5 4。图7(b)表示将驱动周期调整得比默认状态更长之后，也维持默认状态下的通电期间宽度的例子。此时，存在相对于线性振动电动机200的驱动力降低，线性振动电动机200的振动变弱的可能性。在图7(c)中，控制为将驱动周期调整得比默认状态更长之后也维持一个驱动周期中的通电期间与非通电期间之比。在本实施方式中，控制为维持上述100度通电。该控制是通过解码器14内的驱动宽度计算部51的作用实现的。这里，说明了将驱动周期调整得比默认状态更长的例子，但调整为比默认状态短的例子也是相同的。若将驱动周期调整得比默认状态更短之后，也维持默认状态下的通电期间宽度，则存在相对于线性振动电动机200的驱动力上升，线性振动电动机200的振动变弱的可能性。在这一点上，在本实施方式中，控制为将驱动周期调整得比默认状态更短之后也维持100度通电。图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。图8表示调整为线性振动电动机200 的谐振频率之后的线圈1的两端电压的变化。另外，为了简化说明，省略描绘再生电压。第一级的波形表示在驱动信号的相位最佳的状态下，线性振动电动机200被驱动的状态。第二级的波形表示从该第二周期开始，在驱动信号的相位为相位延迟状态下，线性振动电动机200被驱动的状态。在驱动周期被调整为比之前短的情况下，且在该调整之后，各通电期间的开始位置和结束位置还维持该调整前的位置的情况下，产生该状态。第三级的波形表示从该第二周期开始，在驱动信号的相位为相位超前状态下，线性振动电动机200被驱动的状态。在驱动周期被调整为比之前长的情况下，且在该调整之后，各通电期间的开始位置和结束位置也维持该调整前的位置的情况下，产生该状态。即，在各通电期间的开始位置和结束位置固定的情况下，若驱动周期宽度被变更， 则驱动信号的相位产生延迟或超前。相对于此，在本实施方式中，若驱动周期被变更，则由于以自适应方式调整各通电期间的开始位置和结束位置，所以能够将驱动信号的相位确保为最佳。在解码器14内，主要通过正驱动中心值计算部52和负驱动中心值计算部53的作用，实现该开始位置和结束位置的调整。如以上说明，根据本实施方式的驱动控制电路100，通过使用与测量出的线性振动电动机200的固有振动数对应的周期宽度，来调整下一个驱动信号的周期宽度，从而无论线性振动电动机200处于什么样的状态，都能够以尽可能接近该固有振动数的频率继续驱
动。 因此，能够吸收线性振动电动机200的产品之间的固有振动数的偏差，能够防止批量生产电动机时的成品率降低的情况。此外，即使弹簧222a、220b等老化，也因在与老化之后的固有振动数对应的驱动频率下被驱动，所以能够抑制振动变弱。此外，按照线性振动电动机200的固有振动数和驱动信号的频率一致的方式，自适应性地控制驱动信号的周期宽度时，能够将该周期宽度变更引起的影响抑制为最小限度。具体地说，通过调整通电期间宽度，即使在驱动信号的周期宽度变更的情况下也维持一个周期中的通电期间与非通电期间的比率，从而能够维持相对于线性振动电动机200的驱动力。因此，能够抑制因驱动力的变动而线性振动电动机200的移动变弱的情况。此外，按照即使在驱动信号的周期宽度变更的情况下也维持一个周期中的通电期间的相对位置关系的方式，将各通电期间的开始位置和结束位置调整为最佳位置，从而能够抑制驱动效率的降低。即，若驱动信号的相位偏移，则振子220的位置和驱动力的供给位置产生偏离，驱动效率会降低。在这一点上，通过将驱动信号的相位维持为最佳位置，能够以相同的功耗获得最大限度的振动。(上升沿控制)以下，说明本实施方式的驱动控制电路100的可追加到上述的驱动控制中的第一上升沿控制。如图6所示，上述驱动信号的一个周期由前后设定了非通电期间的正电流通电期间和前后设定了非通电期间的负电流通电期间形成。由此，如图3所示，能够高精度地检测感应电压的过零点，且如图8所示，能够提高驱动效率。因此，原则上，在上述驱动信号中的最初的周期的正电流通电期间(在反相的情况下是负电流通电期间)之前，也设定非通电期间。其中，该非通电期间向延迟线性振动电动机200的上升沿时间的方向移动。因此，为了改善这个情况，驱动信号生成部10能够执行如下的上升沿控制。S卩，在线性振动电动机200开始驱动后，驱动信号生成部10将上述驱动信号的至少应在最初的通电期间之前设定的非通电期间宽度设定得比在线性振动电动机200的稳定工作时应在各通电期间之前设定的非通电期间宽度短。例如，在线性振动电动机200开始驱动后，驱动信号生成部10将上述驱动信号的至少应在最初的通电期间之前设定的非通电期间宽度设定为零。应在之前设定比稳定工作时应在各通电期间之前设定的非通电期间宽度更短的非通电期间宽度的通电期间，可以仅仅是最初的通电期间，也可以是从最初的通电期间开始第n(n为自然数)个为止的通电期间。是后者的情况下，也可以随着从最初的通电期间开始接近第η个通电期间，加长应在各自之前设定的非通电期间宽度。此外，在通电期间之前，在设定有比稳定工作时应在各通电期间之前设定的非通电期间宽度短的非通电期间宽度的期间内，驱动信号生成部10也可以停止上述驱动信号的周期宽度的调整处理。此时，还可以停止感应电压检测部30和过零检测部40对上述感应电压的过零点检测处理。接着，说明本实施方式的驱动控制电路100的可追加到上述的驱动控制中的第二上升沿控制。如图5所示，驱动信号生成部10可以根据PWM信号生成各通电期间的信号。 由此，能够与线性振动电动机200的性能相对应地调整驱动能力。第二上升沿控制以根据PWM信号生成各通电期间的信号作为前提。在线性振动电动机200开始驱动后，驱动信号生成部10将上述驱动信号的至少在最初的通电期间生成的 PWM信号的占空比设定得高于线性振动电动机200稳定工作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比。例如，驱动信号生成部10也可以在线性振动电动机200开始驱动后，将上述驱动信号的至少在最初的通电期间生成的PWM信号的占空比设定为1。生成占空比比稳定工作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比高的PWM信号的通电期间，可以仅仅是最初的通电期间，也可以是从最初的通电期间开始第m(m为自然数) 个为止的通电期间。是后者的情况下，也可以随着从最初的通电期间开始接近第m个通电期间，降低在各通电期间内生成的PWM信号的占空比。此外，在生成占空比比稳定工作时在各通电期间所生成的PWM信号的占空比高的 PWM信号的期间内，驱动信号生成部10也可以停止上述驱动信号的周期宽度的调整处理。 此时，还可以停止感应电压检测部30和过零检测部40对上述感应电压的过零点检测处理。对于第一上升沿控制和第二上升沿控制而言，既可以分别单独使用，也可以并用。 以下，说明应用了第一上升沿控制和第二上升沿控制中的至少一个控制时的解码器14的结构例。图9是表示追加了上升沿控制功能的解码器14的结构例的图。图9所示的解码器14是在图5所示的解码器14中追加了上升沿控制部60的结构。在执行第一上升沿控制的情况下，上升沿控制部60对从主计数器12输入到正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部59的计数值进行校正。例如，将应在通电期间之前设定的非通电期间宽度设定为零的情况下，上升沿控制部60将与稳定工作时应在各通电期间之前设定的非通电期间宽度对应的计数宽度相加到从主计数器12输入的计数值。由此，正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部59可以省略应在正电流通电期间和负电流通电期间的各自之前设定的非通电期间。另外，也可以通过在将应在通电期间之前设定的非通电期间宽度设定为零的期间内，将主计数器12的计数初始值设定为在稳定工作期间的计数初始值加上上述计数宽度的值，来执行同样的处理。在本实施方式中，将主计数器12的计数初始值设定为上述100 度通电开始时的计数值。也可以通过解码器14以外的未图示的其他上升沿控制部执行该处理。在执行第二上升沿控制的情况下，上升沿控制部60对正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部59设定上述驱动信号的至少在最初的通电期间生成的PWM信号的占空比。 此时，设定比稳定工作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比高的占空比。图10是用于说明第一上升沿控制的图。图10(a)是表示没有执行第一上升沿控制时的线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图，图10(b)是表示执行了第一上升沿控制时的线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图。
在图10 (a)、图10 (b)中，描绘了在驱动信号的第二周期内，线性振动电动机200的振动达到了期望的等级(即，稳定工作时的等级)的例子。在图10(b)中，驱动信号生成部 10将应在上述驱动信号的最初的通电期间之前设定的非通电期间宽度设定为零。图10(a)中的期间tl表示没有执行第一上升沿控制时从驱动开始时到振动达到期望的等级为止的期间，图10(b)中的期间t2表示在执行了第一上升沿控制时从驱动开始时到振动达到期望的等级为止的期间。若比较期间tl和期间t2，则期间t2更短，可知通过执行第一上升沿控制，能够缩短从驱动开始时到振动达到期望的等级为止的期间。图11是用于说明第二上升沿控制的图。图11(a)是表示没有执行第二上升沿控制时的线圈驱动电压的变化的图，图11(b)是表示执行了第二上升沿控制时的线圈驱动电压的变化的图。在图11(a)中，驱动信号生成部10在驱动开始后，根据PWM信号从最初的通电期间的信号开始生成各通电期间的信号。在图11(b)中，驱动信号生成部10在驱动开始后，由非PWM信号生成最初的通电期间的信号，并根据PWM信号生成第二周期以后的通电期间的信号。如以上说明，若采用第一上升沿控制，则能够缩短从驱动开始至对线圈Ll进行通电为止的时间，能够缩短从线性振动电动机200的驱动开始时至获得规定的振动为止的上升沿时间。此外，若采用第二上升沿控制，则比起稳定动作时的驱动力，能够提高上升沿时的驱动力，能够缩短该上升沿时间。(停止控制)以下，说明本实施方式的驱动控制电路100的可追加到上述的驱动控制中的停止控制。驱动信号生成部10在线性振动电动机200的驱动结束之后，生成相对于在该驱动时所生成的驱动信号的相位成相反相位的驱动信号。驱动部20通过向线圈Ll提供与由驱动信号生成部10生成的相反相位的驱动信号对应的相反相位的驱动电流，从而能够加快线性振动电动机200的停止。若向线圈Ll提供该相反相位的驱动电流，则定子210发挥用于停止振子220的移动的制动器作用。在本说明书中，线性振动电动机200的驱动结束意味着不包括用于停止控制的反向驱动期间的正规的驱动结束时。驱动信号生成部10也可以根据PWM信号生成在线性振动电动机200的驱动结束之后生成的相反相位的驱动信号的、各通电期间的信号。通过调整该PWM信号的占空比，能够灵活地调整制动力。如上所述，驱动信号生成部10可以根据PWM信号生成各通电期间的信号。在以根据PWM信号生成各通电期间的信号作为前提的情况下，驱动信号生成部10可以采用以下的停止控制。即，驱动信号生成部10也可以将在线性振动电动机200的驱动结束之后的相反相位的驱动信号的通电期间内生成的PWM信号的占空比设定得比在线性振动电动机200驱动时的驱动信号的各通电期间内生成的P丽信号的占空比低。此外，驱动信号生成部10也可以根据线性振动电动机200驱动时的驱动信号的供给期间，调整线性振动电动机200的驱动结束之后的相反相位的驱动信号的供给期间。例如，上述驱动时的驱动信号的供给期间越短，驱动信号生成部10将上述驱动结束之后的相反相位的驱动信号的供给期间设定得越短。例如，使上述相反相位的驱动信号的供给期间与上述驱动时的驱动信号的供给期间成比例。另外，也可以在上述驱动时的驱动信号的供给期间超过了规定的基准期间的区域内，固定上述相反相位的驱动信号的供给期间。上述驱动信号的供给期间可根据驱动周期次数来确定。此外，驱动信号生成部10也可以根据线性振动电动机200驱动时的驱动信号的供给期间，调整在线性振动电动机200的驱动结束之后的相反相位的驱动信号的通 电期间内生成的PWM信号的占空比。例如，上述驱动时的驱动信号的供给时间越短，驱动信号生成部 10将该PWM信号的占空比设定得越低。例如，使该PWM信号的占空比与上述驱动时的驱动信号的供给期间成比例。另外，也可以在上述驱动时的驱动信号的供给期间超过了规定的基准期间的区域内，固定上述PWM信号的占空比。图12是表示追加了停止控制功能的解码器14的结构例的图。图12所示的解码器14是在图5所示的解码器14中追加了停止控制部61的结构。若线性振动电动机200 的驱动结束，则停止控制部61按照生成相对于在该驱动时生成的驱动信号的相位成为相反相位的驱动信号的方式指示正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部59。此时，也可以按照根据PWM信号生成该相反相位的驱动信号的、通电期间的信号的方式进行指示。此外，在根据线性振动电动机200驱动时的驱动信号的供给期间调整上述相反相位的驱动信号的供给期间的情况下，停止控制部61从循环计数器13接受计数循环次数 (即，驱动周期次数)的供给。停止控制部619按照生成反映了该驱动周期次数的上述相反相位的驱动信号的方式指示正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部5。根据线性振动电动机200驱动时的驱动信号的供给期间，调整上述PWM信号的占空比时也是相同的。图13是用于说明上述停止控制的基本概念的图。图13(a)是表示没有执行停止控制时的线圈驱动电压的变化的图，图13(b)是表示执行了停止控制时的线圈驱动电压的变化的图，图13(c)是表示根据PWM信号执行了停止控制时的线圈驱动电压的变化的图。在图13(b)、图13(c)中，描绘了在驱动结束之后的相反相位的驱动信号的周期为一次的例子，但也可以是多次。在多次且根据PWM信号生成该驱动信号的通电期间的信号的情况下，也可以随着该相反相位的驱动信号的周期的推进，降低该PWM信号的占空比。图14是用于说明在上述停止控制中相反相位的驱动信号的周期次数为固定的例子的图。图14(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数多时线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图，图14(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数少时线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图。在图14中，描绘了在驱动停止之后生成的相反相位的驱动信号的周期次数被固定为2的例子。图14(a)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为4的例子，图14(b)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为2的例子。在图14(a)中，可知通过向线圈Ll提供相反相位的驱动信号的两个周期量，从而在线性振动电动机200的驱动结束之后，线性振动电动机200的振动加快了收敛。另一方面，在图14(b)中，可知通过向线圈Ll提供相反相位的驱动信号的两个周期量，从而在线性振动电动机200的驱动结束之后，线性振动电动机200的振动加快了收敛，但之后产生了相反相位的振动(参照椭圆包围的部分)。这意味着向线性振动电动机 200驱动时的振动提供了过剩的制动力。图15是用于说明在上述停止控制中相反相位的驱动信号的周期次数可变的例子的图。图15(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数较多时线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图，图15(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数较少时线圈驱动电压和线性振动电动机200的振动的变化的图。图 15(a)是与图14(a)相同的图。图15(b)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为2且在驱动结束之后生成的相反相位的驱动信号的周期次数为1的例子。在图15(b)中， 可知通过向线圈Ll提供相反相位的驱动信号的一个周期量，从而在线性振动电动机200的驱动结束之后，线性振动电动机200的振动加快了收敛。可知与图14(b)相比，在图15(b) 中，在线性振动电动机200中不会产生相反相位的振动。在图14中，在未考虑线性振动电动机200的驱动结束之前的线性振动电动机200 的振动强度的情况下，提供了固定的制动力。因此，发生其制动力过剩或过小的情况。相对于此，在图15中，通过提供反映了线性振动电动机200的振动强度的制动力，从而能够实现最佳的停止控制。如以上说明，若应用上述的停止控制，则能够缩短线性振动电动机200驱动结束时的振动停止时间。此外，根据PWM信号生成上述相反相位的驱动信号的通电期间的信号， 从而能够灵活地设定制动力。此外，根据线性振动电动机200驱动时的驱动信号的供给期间，调整上述相反相位的驱动信号的供给期间，从而能够与该驱动时的驱动信号的供给期间的长短无关地，实现最佳的停止控制。在触觉用途中，通过急剧改变振动，用户容易感觉到接触引起的振动。通过应用上述的停止控制，能够急剧改变振动。(检测窗设定)接着，说明过零检测部40设定用于避免上述感应电压以外的电压的过零点检测的检测窗的例子。过零检测部40将在该检测窗内检测出的过零点设为有效，将在该检测窗外检测出的过零点设为无效。这里，上述感应电压以外的电压的过零点主要是从驱动信号生成部10被通电的驱动电压的过零点、以及再生电压的过零点(参照图3)。因此，原则上该检测窗将设定在正(负)电流通电期间和负(正)电流通电期间之间的非通电期间设定为在内侧较窄的期间。此时，需要从该非通电期间至少除去再生电流流过的期间。其中，若将上述检测窗设定得过窄，则不能检测正规的感应电压的过零点的可能性较高。因此，考虑检测上述感应电压以外的电压的过零点的可能性和不能检测正规的感应电压的过零点的可能性之间的折衷关系，决定上述检测窗的期间。接着，说明在上述检测窗内没有检测出过零点的情况。此时，在上述检测窗的开始位置处上述感应电压的过零点已经结束的情况下，过零检测部40假设在上述检测窗的开始位置附近检测出了过零点，并将假设的过零点的检测位置提供给驱动信号生成部10。在上述检测窗的开始位置处上述感应电压的过零点已经结束的情况是在指上述检测窗的开始位置处线圈Ll的两端电压处于过零点后的极性的情况。图3所示的例子是在上述检测窗的开始位置处线圈Ll的两端电压为正的情况。此外，在上述检测窗内未检测出过零点，且在上述检测窗的结束位置处上述感应电压的过零点未结束的情况下，过零检测部40假设在上述检测窗的结束位置附近检测出了过零点，并将假设的过零点的检测位置提供给驱动信号生成部10。在上述检测窗的结束位置处上述感应电压的过零点未结束的情况是指在上述检测窗的结束位置处线圈Ll的两端电压处于过零点前的极性的情况。以下，说明用于实现这些处理的过零检测部40的结构例。
图16是表示具有检测窗设定功能的过零检测部40的结构的图。如图16所示的过零检测部40是在图1所示的过零检测部40中追加了检测窗设定部43和输出控制部44 的结构。检测窗设定部43对输出控制部44提供用于设定检测窗的信号。更具体地说，提供检测窗信号2和检测窗开始信号。图17是用于说明检测窗信号1、检测窗信号2以及检测窗开始信号的图。检测窗信号1是基于上述的知识生成的信号。即，是设定了非通电期间在内侧较窄的检测窗的信号。检测窗信号2是与检测窗信号1相比，检测窗的结束位置延伸至包括后续的通电期间的开始位置在内的位置为止的信号。由此，比较器41除了上述感应电压的过零点之外，还基于在该通电期间提供的驱动电压的过零点，使输出反相。检测窗开始信号是表示检测窗的开始位置的信号。更具体地说，是在该检测窗的开始位置边缘立起的信号。返回至图16，在上述检测窗的开始位置处比较器41的输出未反相的情况下，输出控制部44将由边缘检测部42检测出的边缘位置作为过零点的检测位置而提供给驱动信号生成部10 (更严格地说，是第二锁存电路15)。在上述检测窗的开始位置处比较器41的输出已经被反相的情况下，输出控制部44将上述检测窗的开始位置作为过零点的检测位置而提供给驱动信号生成部10 (更严格地说，是第二锁存电路15)。以下，说明用于实现这些处理的输出控制部44的结构例。图18是表示输出控制部44的结构例的图。该输出控制部44包括第一“与”门71、 第二 “与”门72以及“或”门73。向第一 “与”门71输入上述检测窗开始信号和比较器41 的输出信号。第一“与”门71在两者为高电平信号时，输出高电平信号，在至少一方为低电平信号时，输出低电平信号。更具体地说，在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出已经被反相的情况下，第一“与”门71输出高电平信号。向第二“与”门72输入上述检测窗信号2和边缘检测部42的输出信号。第二“与” 门72在两者为高电平信号时，输出高电平信号，在至少一方为低电平信号时，输出低电平信号。更具体地说，在上述检测窗内，边缘检测部42的输出信号中有边缘立起时，第二“与” 门72输出高电平信号。向“或”门73输入第一“与”门71的输出信号和第二“与”门72的输出信号。“或” 门73以两者的输出信号为基准输出边缘信号。“或”门73在两者的输出信号中的任一个为高电平信号时，输出高电平信号，两者的输出信号都为低电平信号时，输出低电平信号。更具体地说，在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出已经被反相的情况下，“或”门73 输出高电平信号。在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出未被反相的情况下，在上述检测窗内，边缘检测部42的输出信号中有边缘立起时，输出高电平信号。图19是用于说明使用检测窗信号1的过零检测部40 (未使用检测窗开始信号) 的动作的图。图19(a)表示在检测窗内产生了感应电压的过零点时线圈Ll的两端电压和边缘信号的变化，图19(b)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率<谐振频率)线圈Ll的两端电压和边缘信号的变化，图19(c)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率>谐振频率)线圈Ll的两端电压和边缘信号的变化。在使用检测窗信号1的过零检测部40 (未使用检测窗开始信号)中，输出控制部 44仅由图18所示的第二“与”门72构成。向该第二“与”门72输入检测窗信号1和边缘检测部42的输出信号。在图19(a)中，由于在由检测窗信号1设定的检测窗内产生感应电压的过零点，所以在发生了该过零点的位置处，在边缘信号中边缘会立起。另外，由于设定有该检测窗，所以在产生了再生电压的过零点的位置处，在该边缘信号中边缘不会立起。图19(b)表示线性振动电动机200的谐振频率比上述驱动信号的频率高且其差比较大的状态。因此，在上述检测窗内，没有产生应生成上述感应电压的过零点的线性振动电动机200的停止状态(即，位于振动范围的S极侧最大到达地点或N极侧最大到达地点)。 在进入到上述检测窗的时刻，该停止状态结束。此时，在使用检测窗信号1的过零检测部 40 (未使用检测窗开始信号)中，在边缘信号中边缘没有立起(参照椭圆包围的部分)。图19(c)表示线性振动电动机200的谐振频率比上述驱动信号的频率低且其差比较大的状态。因此，在上述检测窗内，没有产生应生成上述感应电压的过零点的线性振动电动机200的停止状态。在从上述检测窗出来之后，产生了该停止状态。此时，在使用检测窗信号1的过零检测部40(未使用检测窗开始信号)中，在边缘信号中边缘没有立起(参照椭圆包围的部分)。图20是用于说明使用检测窗信号2和检测窗开始信号的过零检测部40的动作的图。图20(a)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时(驱动频率<谐振频率)线圈 Ll的两端电压和边缘信号的变化，图20(b)表示在检测窗内没有产生感应电压的过零点时 (驱动频率>谐振频率)线圈Ll的两端电压和边缘信号的变化。在使用检测窗信号2和检测窗开始信号的过零检测部40中，使用如图18所示的输出控制部44。图20 (a)所示的线圈Ll的两端电压的变化与图19(b)所示的线圈Ll的两端电压的变化相同。图20(b)所示的线圈Ll的两端电压的变化与图19(c)所示的线圈Ll 的两端电压的变化相同。在图20(a)中，因图18所示的第一 “与”门71和“或”门73的作用，在检测窗的
开始位置处，在边缘信号中边缘立起。在图20(b)中，因延伸了检测窗的结束位置的作用， 在正电流通电开始位置处，在边缘信号中边缘立起。如以上说明，通过设定上述检测窗，按照线性振动电动机的固有振动数和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时，能够提高在线圈Ll中产生的感应电压的过零点的检测精度。即，能够抑制错误地检测驱动电压或再生电压的过零点的情况。在设定了检测窗的情况下，若线性振动电动机200的谐振频率和驱动信号的频率产生较大的偏离，则有时感应电压的过零点会脱离检测窗。在本实施方式中，通过在检测窗的开始位置附近或结束位置附近使假设的边缘立起，从而能够无中断地继续上述驱动信号的周期宽度的自适应控制。即使线性振动电动机200的谐振频率和驱动信号的频率离得较远，也能够通过该假设的边缘，使两者缓慢地接近。由此，通过按照线性振动电动机200的谐振频率和驱动信号的频率一致的方式始终执行自适应控制，从而即使生成驱动控制电路100内的基本时钟的内置振荡器的精度降低，也无需调整(trimming)内置振荡器的频率，对驱动器IC(驱动控制电路100)的制造成本降低有很大的贡献。此外，通过利用在检测窗的结束位置附近立起的假设的边缘和接着非通电期间的通电期间的上升沿，能够简化信号控制。无需使用上述检测窗开始位置信号等检测窗信号以外的信号。以上，基于实施方式说明了本发明。但本领域的技术人员应该明白，该实施方式只是例示，这些各结构要素或各处理步骤的组合可以有各种变形例，且这样的变形例也属于本发明的范围内。 上述的第二上升沿控制还可以应用于通过不包含非通电期间的驱动信号驱动线性振动电动机200的驱动控制电路中。该驱动信号是正电流通电期间和负电流通电期间未夹持非通电期间的情况下交替地设定的信号。即，上述的第二上升沿控制也还可以应用于不执行上述的驱动信号的周期宽度的自适应控制的驱动控制电路中。同样地，上述的停止控制也还可以应用于通过不包含非通电期间的驱动信号来驱动线性振动电动机200的驱动控制电路中。即，也还可以应用于不执行上述的驱动信号的周期宽度的自适应控制的驱动控制电路中。
权利要求
1.一种线性振动电动机的驱动控制电路，该线性振动电动机包括定子和振子，两者中的至少一个由电磁铁构成，且向该电磁铁的线圈提供驱动电流而使振子相对定子振动，该线性振动电动机的驱动控制电路的特征在于，包括驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流交替地流过所述线圈的驱动信号；和驱动部，其生成与由所述驱动信号生成部生成的驱动信号对应的驱动电流，并提供给所述线圈，所述驱动信号生成部在所述线性振动电动机的驱动结束之后，生成相对于在该驱动进行时生成的驱动信号的相位而言相反相位的驱动信号，所述驱动部通过向所述线圈提供与所述相反相位的驱动信号对应的相反相位的驱动电流，从而加快所述线性振动电动机的停止。
2.根据权利要求1所述的线性振动电动机的驱动控制电路，其特征在于，所述驱动信号生成部根据所述线性振动电动机驱动时的驱动信号的供给时间，调整所述线性振动电动机的驱动结束之后的所述相反相位的驱动信号的供给时间。
3.根据权利要求2所述的线性振动电动机的驱动控制电路，其特征在于， 所述线性振动电动机驱动时的驱动信号的供给时间越短，所述驱动信号生成部将所述线性振动电动机的驱动结束之后的所述相反相位的驱动信号的供给时间设定得越短。
4.根据权利要求1至3的任一项所述的线性振动电动机的驱动控制电路，其特征在于，所述驱动信号生成部根据脉冲宽度调制信号，生成在所述线性振动电动机的驱动结束之后生成的所述相反相位的驱动信号中的通电期间的信号。
5.根据权利要求4所述的线性振动电动机的驱动控制电路，其特征在于，所述驱动信号生成部根据脉冲宽度调制信号生成各通电期间的信号，并将在所述线性振动电动机的驱动结束之后的所述相反相位的驱动信号的通电期间内生成的脉冲宽度调制信号的占空比设定得比在所述线性振动电动机驱动时的驱动信号的各通电期间内生成的脉冲宽度调制信号的占空比低。
6.根据权利要求4或5所述的线性振动电动机的驱动控制电路，其特征在于，所述驱动信号生成部根据所述线性振动电动机驱动时的驱动信号的供给时间，调整在所述线性振动电动机的驱动结束之后的所述相反相位的驱动信号的通电期间内生成的脉冲宽度调制信号的占空比。
全文摘要
本发明提供一种线性振动电动机的驱动控制电路，其能够缩短线性振动电动机的驱动结束时的振动停止时间。驱动信号生成部(10)生成用于使正电流和负电流交替地流过线圈(L1)的驱动信号。驱动部(20)生成与由驱动信号生成部(10)生成的驱动信号对应的驱动电流，并提供给线圈(L1)。驱动信号生成部(10)在线性振动电动机(200)的驱动结束之后，生成相对于在该驱动进行时生成的驱动信号的相位而言相反相位的驱动信号。驱动部(20)通过向线圈(L1)提供与相反相位的驱动信号对应的相反相位的驱动电流，从而加快线性振动电动机(200)的停止。
文档编号H02P25/06GK102158169SQ20111002000
公开日2011年8月17日 申请日期2011年1月11日 优先权日2010年1月28日
发明者村田勉 申请人:三洋半导体株式会社, 三洋电机株式会社