专利名称：高效串联谐振转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及串联谐振转换器，尤其涉及通过改善谐振电流波形来提供减小的开关损耗和增大的效率的高效串联谐振转换器。
背景技术：
直流-直流转换器是用于将直流(DC)源从一个电压电平转换到另一个电压电平的电子电路。通常，直流-直流转换器将直流电压转换成交流(AC)电压，通过变压器升高或者降低该交流电压，且将经升高或降低的交流电压转换成直流电压。串联谐振转换器(SRC)是直流-直流转换器的一个示例。
图1是常规SRC的电路图。该SRC使用由电感器Lr和电容器Cr生成的谐振，且呈现良好的转换效率。参考图1，该SRC包括开关单元20、LC谐振电路30、变压器TX、桥式整流器40、以及门驱动器51。开关单元20包括多个开关S 1-S4以通过交变直流电压将来自输入电压源 10的直流电压改变成交流电压。该LC谐振电路30连接到开关单元20，且包括彼此串联连接的谐振电感器Lr和谐振电容器Cr。LC谐振电路30使用由谐振电感器Lr和谐振电容器 Cr生成的谐振来改变来自开关单元20的交流电压的频率特性。变压器TX将初级电压，即来自LC谐振电路30的交流电压转换成次级电压。桥式整流器40将次级交流电压转换成直流电压。门驱动器51控制开关单元20以控制负载电流的振幅和形状。SRC还包括对来自桥式整流器40的直流电压进行滤波且将经滤波的直流电压施加到负载60的电容器Q。SRC是使用以全桥结构互连的诸如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或者金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的四个半导体开关S1-S4来实现的全桥脉宽调制(PWM)转换器。开关S1-S4并联连接至反并联二极管D1-D4，且与缓冲电容器CS1-CS4并联。开关单元20通过在门驱动器51的控制下同步接通或者关断一对开关Sl和S4、或者另一对开关S2和S3来将直流电压转换成交流电压。交流电压通过LC谐振电路30传输到变压器TX的次级绕组TX2。LC谐振电路30包括谐振电感器Lr和谐振电容器Cr，它们在开关S 1和S2的接触节点与开关S3和S4的另一接触节点之间串联连接到变压器TX的初级绕组TX1。该LC 谐振电路30在谐振电感器Lr和谐振电容器Cr中存储能量以及输出能量。该变压器TX通过次级绕组TX2输出来自LC谐振电路30的能量。次级绕组TX2中的感生电压按次级绕组TX2中的匝数的数量和初级绕组TXl中的匝数的数量的比率确定。包括四个整流二极管RD1-RD4的桥式整流器40将从次级绕组TX2输出的感生交流电压转换成直流电压。该直流电压通过电容器Ctl来进行滤波，且然后输出到负载60。该门驱动器51在SRC的驱动以及功率转换过程期间使开关S1-S4接通和关断。门驱动器51接收脉冲电压信号作为输入且生成驱动信号，即选通信号以使开关S1-S4接通和关断。
在半导体开关S1-S4的开关操作期间，随各开关中的预定延迟和梯度改变电压和电流。因此，当开关S1-S4接通或关断时，可存在电压和电流可同步施加到开关的段，即电压和电流部分交迭的段。在该段中，可发生对应于电压和电流的乘积VXI的开关损耗。举例而言，当IGBT截止时，在IGBT两端完全施加电压之后尾电流可继续流动，从而造成严重的开关损耗。开关损耗降低转换器的效率且造成开关变热。此外，开关损耗与开关的开关频率成比例地增大，从而限制开关的最大开关频率。为了减少开关损耗，已提出诸如零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)、以及零电压零电流(ZVZCS)的各种开关机制。为了实现ZVS、ZCS和ZVZCS以减少开关损耗，如图1所示，提供负载谐振转换器， 其通过将电感器Lr和电容器Cr连接到变压器TX的初级绕组TXl来使用LC谐振。LC谐振可允许转换器生成满足零电压和零电流条件的电压和电流波形。此外，LC谐振电路可允许负载电压和负载电流振荡，由此实现ZVS、ZVC或者ZVZCS。图2是描绘取决于负载谐振转换器中的开关频率fs的谐振电流k特性的曲线图。 负载谐振转换器的开关操作取决于开关频率可分为两个模式，即非连续传导模式(DCM)和连续传导模式(CCM)。在DCM中，在开关频率fs比电感器和电容器的谐振频率fr低的段中执行开关操作。在CCM中，在开关频率fs比谐振频率fr高的段中执行开关操作。图3a和北是描绘由常规负载谐振转换器中的LC谐振造成的典型电压和电流波形的曲线图(为了方便起见，示出半桥结构)。图3a示出DCM中的谐振波形，而图北示出 CCM中的谐振波形。电流k指示电感器电流且电压指示电容器电压。参考图3a，在DCM中的开关频率fs比谐振频率fr低的一个周期期间，当全桥结构的一对开关接通以允许电流流动时，电流在电感器Lr中积聚。积聚的电能被传递到电容器 Cr，由此增大电容器电压\。积聚在电感器Lr中的电能完全耗散之后，电容器的极性翻转， 从而造成电流k反方向流动。然后一对开关关断。因此，出现其中没有电流流动的不连续段。 在该不连续段中，当另一对开关接通时在反方向上施加电压Vc和电流I。相应地， 因为存在其中电流不连续流动的不连续段，所以可执行零电流接通开关。参考图北，在CCM中的开关频率fs比谐振频率fr高的一个周期期间，当一对开关接通时电感器电流k增大，且然后电容器电压增大时电感器电流k减小。当一对开关关断时电流不再流动。当另一对开关接通时(即，零电流接通开关)，以反方向施加电压。结果，当电压开始下降时在反方向上施加电流。这样，完成了一个开关周期。即，电流在一个周期期间连续流动。在该两个模式中，通过脉冲频率调制(PFM)来控制输出电流。在DCM中，较高的频率造成输出电流的增大。在CCM中，较低的频率造成谐振电流的增大，由此增大全波整流之后输出的负载电流。在CCM中，当在相同频率操作条件下接通开关以将接近方波的波形赋予谐振电流时谐振电流k急剧增大时，该谐振电流可具有增大的有效值。结果，转换器可呈现改善的效率。因此，需要用于在CCM中快速增大谐振电流k以获得具有效率改善的转换器的技术。
发明内容
本发明构想成解决以上所述的现有技术的问题，且本发明的一方面通过改善连续传导模式中开关操作中的谐振电流波形来提供能够减少开关损耗和改善效率的高效串联谐振转换器。根据本发明的一个方面，高效串联谐振转换器包括包括多个开关的开关单元，用于通过交变直流电压将直流(DC)电压转换成交流(AC)电压；LC谐振电路，其包括串联连接的谐振电感器和谐振电容器，连接到开关单元，且使用由谐振电感器和谐振电容器生成的谐振来转换传输自开关单元的交流电压的频率特性；包括初级绕组和次级绕组的变压器，该初级绕组连接到LC谐振电路，且次级绕组中的感生电压与次级绕组中匝数的数量和初级绕组中匝数的数量的比率成比例；次级电容器，其连接到变压器的次级绕组且与变压器并联；包括多个整流二极管的全桥整流器，用于将在次级绕组中感生的交流电压转换成直流电压；以及门驱动器，其检测连接到开关的反并联二极管的导通，且当反并联二极管导通时输出导通选通信号以接通开关。次级电容器可具有比谐振电容器小的电容。次级电容器可具有比由整流二极管和负载组成的电路低的阻抗，且用在次级绕组中感生的负载电流充电的次级电容器可造成LC谐振电路的谐振电流快速增大。门驱动器可包括连接到向其输入脉冲电压信号的输入端的第一电阻器；并联连接到输入端处的第一电阻器且用通过输入端施加的导通脉冲电压充电的电容器；包括源极、栅极和漏极的半导体开关，源极、栅极和漏极分别连接到输入端、电容器的输出节点和连接到开关单元的开关的输出端的栅极节点；在半导体开关的漏极和输出端的栅极节点之间连接的第三电阻器；以及通过第一电阻器和电容器连接到输入端以形成传导路径的第四电阻器。 该第二电阻器可具有比第四电阻器大的电阻。附图简述根据结合所附附图给出的示例性实施例的以下描述，本发明的以上和其它方面、 特征以及优点将变得显而易见，其中图1是常规串联谐振转换器的电路图；图2是描绘取决于负载谐振转换器中的开关频率的谐振电流特性的曲线图；图3a和北是描绘由常规负载谐振转换器中的LC谐振造成的典型电压和电流波形的曲线图；图4是根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器的电路图；图5是描绘根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器中的连续传导模式的电压和电流波形的曲线图；图6是描绘示例性串联谐振转换器和常规串联谐振转换器中的连续传导模式的电压和电流波形的比较性曲线图；图7-14是示出根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器中各模式的操作的电路图15是根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器的门驱动器的电路图；图16示出作为对图15所示的门驱动器的输入信号的脉冲电压信号；图17示出作为来自图15所示的门驱动器的输出信号的选通信号；图18是描绘示例性串联谐振转换器的谐振电流和选通信号相对于时间的曲线图；以及图19-22是示出根据本发明一示例性实施例的门驱动器中各模式的操作的电路图。
具体实施例方式现在将参考附图对发明的示例性实施例进行具体描述。本发明通过改善谐振电流波形来提供能够减少开关损耗同时改善效率的串联谐振转换器。更具体而言，根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器可通过添加至变压器的次级绕组的电容器改善连续传导模式的开关操作中的谐振电流波形来减少开关损耗和改善效率。图4是根据本发明一示例性实施例的串联谐振转换器(SRC)的电路图。参考图4，该SRC包括开关单元20、LC谐振电路30、变压器TX、电容器C2、桥式整流器40、以及门驱动器51。开关单元20包括多个开关S1-S4，该多个开关S1-S4用于通过交变直流电压将来自输入电压源10的直流(DC)电压转换成交流(AC)电压。LC谐振电路 30使用LC谐振以变换来自开关单元20的交流电压的频率特性。变压器TX将初级电压，即来自LC谐振电路30的交流电压转换成次级电压。电容器C2连接到变压器TX的次级绕组 TX2，且与变压器TX并联。桥式整流器40将在变压器TX的次级绕组TX2中感生的交流电压转换成直流电压。门驱动器51控制开关单元20以控制负载电流的振幅和形状。该SRC具有的结构类似于常规SRC的结构。S卩，开关单元20包括诸如IGBT或者 MOSFET的四个半导体开关S1-S4，其以全桥结构连接；反并联二极管D1-D4并联连接到开关 S1-S4 ；且缓冲电容器CS1-CS4并联连接到二极管D1-D4。此外，以类似于常规SRC结构的结构来实现该SRC。S卩，开关单元20中的一对开关Sl和S4或者另一对开关S2和S3在门驱动器51的驱动信号(选通信号)下同步接通或者关断，以将直流电压转换成交流电压，且该交流电压通过LC谐振电路30传输到变压器 TX的初级绕组TXl ；LC谐振电路30包括谐振电感器Lr和谐振电容器Cr，在开关Sl和S2 的接触节点与开关S3和S4的另一接触节点之间它们串联连接到变压器TX的初级绕组TXl 以减少开关损耗；变压器TX将初级电压转换成变压器TX的次级绕组TX2两端的次级电压； 包括整流二极管RD1-RD4的桥式整流器40将次级绕组TX2两端的感生交流电压转换成直流电压；且该经整流的直流电压由电容器Ctl来进行滤波，然后输出到负载60。但是在该实施例中，SRC还包括另一电容器C2，该电容器C2在次级绕组TX2上并联连接到变压器TX。该次级电容器C2允许SRC产生改善的谐振电流波形，由此减小开关损耗同时改善SRC的效率。对于以下所述的各模式的操作而言，次级电容器C2具有比谐振电容器Cr小的电容。举例而言，次级电容器C2可具有是谐振电容器Cr的电容(例如3yF)的1/20 1/5 的电容(例如0.3 μ F)。
所添加的次级电容器C2可使SCR具有比整流二极管RD1-RD4和负载60的组合低的阻抗。将参考附图描述包括次级电容器C2的SRC的各模式中的操作。图5是描绘根据本发明一示例性实施例的SRC中的连续传导模式(CCM)的电压Vc 和电流l·波形的曲线图。图6是描绘示例性SRC和常规SRC中的CCM的电压Vc和电流込波形的比较性曲线图。参考图5，L表示谐振电感器电流，V。表示谐振电容器电压，模式1的初始点指示全桥开关S1-S4中的一对开关Sl和S4接通的时刻，t2指示一对开关Sl和S4关断的时刻， t4指示另一对开关S2和S3接通的时刻，且t7指示一对开关S2和S3关断的时刻。图7-14是示出SRC在各模式中的操作的电路图。It式1 梓诵开关Sl和S4 H.对次级申ι容器充申ι (参考图5的It式1和图7)当开关Sl和S4接通时，来自输入电压源10的谐振电流流过开关Si、谐振电感器 Lr、变压器TX的初级绕组TX1、谐振电容器Cr、以及开关S4。谐振电流即电感器电流込如模式1所示地流动，同时电容器电压V。升高。从初级绕组TXl感生的次级绕组TX2上的负载电流对具有低电容的并联连接到变压器TX的次级电容器C2充电。电容器C2的添加使得SRC具有比整流二极管RD1-RD4和负载60的组合低的阻抗。此外，次级电容器C2使谐振电流即感生电流l·快速增大，如图5和图6所示。丰草式2向命、载施加电流(参考图5的1草式2和图8)当次级电容器C2在模式1中用次级绕组TX2上的负载电流完全充电且变得等于次级绕组TX2两端的电压时，负载电流通过整流二极管RDl和RD4流向负载60。模式3 开关Sl和S4关断且电流续流(参考图5的模式3和图9)当开关Sl和S4在模式2中通过移除选通信号关断时，归因于缓冲电容器CSl和 CS4开关Sl和S4各自两端的电压缓慢上升，且与开关S2和S3并联连接的在先前模式中已充电的缓冲电容器CS2和CS3放电。缓冲电容器CSl和CS4用通过谐振电感器Lr流动的电感器电流l·充电，且同时续流电感器电流l·。在模式3中，缓冲电容器CS2和CS3放电， 且同时缓冲电容器CSl和CS4充电。当缓冲电容器CSl和CS4两端的电压变得等于电压源 Vdc时，缓冲电容器CS2和CS3完全放电，从而造成开关Sl和S4关断。在谐振电感器Lr和谐振电容器Cr中积聚的能量允许负载电流继续流向负载60。模式4 反并联二极管D2和D3的导通(参考图5的模式4和图10)因为在模式3中开关Sl和S4关断，所以流过谐振电感器Lr的续流电流流过与开关S2和S3连接的反并联二极管D2和D3，且因此通过电压源急剧减小。开关S2和S3两端的电压则逼近零。相应地，其中电流通过反并联二极管D2和D3续流的零电压段中，即其中反并联二极管D2和D3接通或者正偏压的零电压段中导通选通信号的施加允许开关S2和 S3的零电压开关。模式5 开关S2和S3的零电压和零电流的接通开关(参考图5的模式5和图11)在模式3中流过反并联二极管D2和D3的续流电流通过电压源急剧减小至零。然后，电压源允许电流在反方向上流动，且通过开关S2和S3流向谐振电感器Lr的谐振电流込在反方向上流动。在模式1和模式2中充电的次级电容器C2快速放电。由在与模式1 中的电流相反的方向上流过初级绕组TXl的初级电流所感生的次级绕组TX2上的负载电流在与模式1中的电流相反的方向上流过次级电容器C2。相应地，次级电容器C2由负载电流重新充电，从而造成谐振电流即电感器电流l·快速增大，如图5和图6所示。S卩，当反并联二极管D2和D3导通时(S卩，开关两端的电压为零)施加导通选通信号，且当电流的极性改变时，以零电流状态开关开关S2和S3。其结果为，实现零电压和零电流开关条件，由此最小化开关损耗。丰草式6向命、载施加电流(参考图5的1草式6和图12)除了当开关S2和S3接通时电感器电流L在反方向上流过谐振电感器Lr和谐振电容器Cr之外，模式6和模式2相同。当次级电容器C2完全由次级绕组TX2上的负载电流充电且电压等于次级绕组TX2上的次级电压时，负载电流通过整流二极管RD2和RD3流向负载60。It式7 开关S2和S3关断H.fr流勢流(参考图5的It式7和图13)除了电感器电流L在反方向上流过谐振电感器Lr和谐振电容器Cr且开关S2和 S3关断之外，模式7和模式3相同。具体而言，在模式7中，开关S2和S3两端的电压通过缓冲电容器CS2和CS3缓慢增大，且已在先前模式中充电的缓冲电容器CSl和CS4放电。在此时，流过谐振电感器Lr的电感器电流向缓冲电容器CS2和CS3充电且被续流。当缓冲电容器CS2和CS3两端的电压变得等于电压源Vdc时，缓冲电容器CSl和CS4完全放电，且开关S2和S3关断。在谐振电感器Lr和谐振电容器Cr中积聚的能量允许负载电流继续流向负载60。模式8 反并联二极管Dl和D4的导通(参考图5的模式8和图14)除了电感器电流L在反方向上流过谐振电感器Lr和谐振电容器Cr且连接到开关Sl和S4的反并联二极管Dl和D4导通之外，模式8和模式4相同。已在一个开关周期期间描述了八个模式。在模式8之后，电感器电流L的极性改变，且重复进行其中开关Sl和S4接通且次级电容器C2充电的模式1 (参考图7)。模式1 之后，也重复进行模式2-模式8。在模式8之后恢复模式1时，当反并联二极管Dl和D4导通时(S卩，当开关Sl和 S4两端的电压为零时)施加导通选通信号。当电流的极性改变时，以零电流状态切换开关 Sl和S4。因此，满足零电压和零电流开关条件，由此最小化开关损耗。由此，因为向变压器TX的次级绕组TX2添加了比LC谐振电路单元30中的谐振电容器Cr的电容小的次级电容器C2，所以在初始级中电流流过次级电容器C2而非负载60且初级绕组TXl上的谐振电流L快速增大，从而产生梯形电流波形，如图5所示。相应地，如图6所示，在相同频率下，该谐振电流l·可具有比具有正弦波形的常规谐振电流更大的有效值。换言之，如图6所示，因为SRC允许谐振电流比常规SRC更快地增大，所以谐振电流的有效值在相同开关频率下增大阴影面积的量(‘A+C-B’)，由此改善效率。增大面积‘C’的电感器能量允许缓冲电容器CS1-CS4具有是常规电容器电容的10 倍的电容，由此实现零电压关断条件。相应地，由于在相同频率下可得到更大有效电流值，因此有可能改善该SRC的效率。此外，有可能通过降低在相同负载电流条件下的谐振电流L的最大值来减少传导损耗。此外，通过次级电容器C2快速增大的电感器电流L允许存储在电感器Lr中的能量增大。因此，有可能显著增大连接到开关S1-S4两端的缓冲电容器CS1-CS4的电容，由此减少开关S1-S4关断时的开关损耗。相应地，执行用于在开关S1-S4接通时将开关S1-S4各自两端的电压保持在零的零电压开关，由此减少开关损耗。在常规SRC中，因为在零电压和零电流条件下接通开关S1-S4，而开关S1-S4没有在零电压和零电流条件下关断，所以发生开关损耗。但是，在示例性SRC中，开关S1-S4在零电压条件下关断以及接通。另一方面，当反并联二极管D1-D4导通时，不容易准确地接通开关S1-S4以使可满足开关S1-S4的零电流和零电压的条件。在具有宽负载范围的应用中，因为开关S1-S4各自的关断和二极管D1-D4各自的导通之间的周期取决于负载条件而变化，所以难以估计何时施加导通选通信号。在一个实施例中，当开关S1-S4两端的电压逼近零时，门驱动器在二极管D1-D4导通时自动地施加导通选通信号。门驱动器允许在宽操作范围中执行零电压和零电流接通开关，且还提供用于稳定操作的寂静时间补偿。图15是根据本发明一示例性实施例的SRC中的门驱动器的电路图。参考图15，门驱动器51包括第一电阻器R11、电容器C11、半导体开关、第二电阻器 R12、第三电阻器R13、以及第四电阻器R14。第一电阻器Rll连接到输入端52，脉冲电压信号输入至该输入端52。电容器Cl 1并联连接到输入端52处的第一电阻器Rl 1，且用通过输入端52和53施加的导通脉冲电压来充电。该半导体开关包括源极、栅极和漏极，该源极、 栅极和漏极分别连接到输入端51、电容器Cll的输出节点以及连接到开关单元20的开关 S1-S4的输出端的栅极节点55。第二电阻器R12连接在第一电阻器Rll和输出端的集电极节点M之间。第三电阻器R13连接在半导体开关的漏极和输出端的栅极节点55之间。第四电阻器R14通过第一电阻器Rll和电容器Cll连接到输入端52以形成传导路径。门驱动器51还包括第一二极管D11、第二二极管D12、以及第六电阻器R16。该第一二极管Dll在第二电阻器R12和输出端的集电极节点M之间串联连接到第二电阻器 R12。第二二极管D12置于在输入端53和输出端56之间的支路电路中。第六电阻器R16 连接到第五电阻器R15和第三电阻器R13以在它们之间形成传导路径。在由此配置的电路中，作为输入信号向输入端52和53施加具有⑴和㈠极性的脉冲电压信号以生成选通信号。图16示出通过输入端施加的脉冲电压信号的示例。门驱动器51的输出端上的栅极节点55、集电极节点54、以及发射极节点56分别连接到开关S1-S4的栅极、集电极和发射极。半导体开关可使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来实现。当半导体通过向门驱动器51的输入端52和53施加正导通脉冲电压且通过对电容器Cll充电来接通时，该导通选通信号通过第三电阻器R13和输出端的栅极节点55提供以接通开关单元20 的开关S1-S4 (下文中称作主开关)。另一方面，当向门驱动器51的输入端52和53施加负导通脉冲电压时MOSFET关断，其中电流流过其内建体二极管，从而将主开关S1-S4关断。门驱动器51检测连接到主开关S1-S4的反并联二极管D1-D4的导通(即，主开关的零电压状态)，且当反并联二极管D1-D4导通时提供导通选通信号以接通主开关S1-S4。 因此，实现主开关S1-S4的零电压接通开关。此外，第二电阻器R12和第四电阻器R14串联连接到第一电阻器Rl 1，以使流过第一电阻器Rll的电流可流过第二电阻器R12和第四电阻器R14中的一个。该第二电阻器 R12可具有比第四电阻器R14大的电阻。如下文中所述，当在由电容器Cll设定的最大寂静时间之前实现主开关S1-S4的零电压条件时(即，当连接到主开关S1-S4的反并联二极管D1-D4导通时)，流过第四电阻器R14的电流可流过电阻器R12，从而接通M0SFET。将描述各模式中门驱动器的操作。参考图15，门驱动器15的输入端通过变压器TXll连接以便施加脉冲电压。当向变压器TXl 1的初级绕组施加作为输入信号的脉冲电压信号以控制主开关S1-S4时，次级绕组上的从初级绕组感生的次级脉冲电压信号造成门驱动器51产生信号以使主开关S1-S4 接通或关断。在各操作模式中，施加(+)和(-)电压的输入端52和53在不提及变压器的情况下将称作引脚_1 (引脚_1)和引脚_2 (引脚_2)。图17示出当将图16所示的脉冲电压信号用作输入信号时从图15所示的门驱动器输出的选通信号。图18是描绘谐振电流和SRC的选通信号相对于时间的曲线图。图 19-22是示出根据本发明一示例性实施例的门驱动器在各模式中的操作的电路图。⑴栅电压施加模式1 脉冲电压的施加(参考图19)当向门驱动器51的输入端施加正的栅电压时，如图16所示，引脚_1 52是正极端，引脚_2 53是负极端。因此，电流从引脚_1 52流过电容器C11、第一电阻器R11、和第四电阻器R14 (高电阻)，且电容器Cl 1被充电。当电容器Cl 1继续充电到P沟道MOSFET 的导通电压时，MOSFET导通且电流通过MOSFET和第三电阻器Rl3流向第六电阻器R16，从而接通主开关Sl-S4(参考图21)。该操作模式称作最大寂静时间模式。门驱动器51被配置成当在以下所述的最大寂静时间之前连接到主开关S1-S4的反并联二极管D1-D4导通时 (即，当实现主开关的零电压条件时)，MOSFET自动导通，由此接通主开关S1-S4。⑴栅电压施加模式2:零电压检测模式以及主开关的零电压接通开关(参考图 20 禾口 21)当在模式1中在电容器Cll充电到导通MOSFET时的最大寂静时间之前反并联二极管D1-D4导通，且在主开关S1-S4的集电极和发射极之间的电压逼近零时，电流流过电容器Cl 1、电阻器Rl 1和电阻器Rl2 (低电阻)，如图20所示。在该时刻，不同于最大寂静时间模式，因为电流流过电阻器R12且电容器Cll被快速充电，由此接通M0SFET。结果，参考图 21，随着MOSFET导通，电流流过第三电阻器R13和第六电阻器R16，从而接通主开关S1-S4。 换言之，当反并联二极管D1-D4在预定的最大寂静时间之前导通且主开关S1-S4两端的电压等于零时，主开关S1-S4无关于预定的最大寂静时间自动接通。相应地，因为门驱动器51 在反并联二极管D1-D4导通时向转换器的开关单元20提供导通选通信号，所以在开关单元 20中实现主开关S1-S4的零电压接通开关(参考转换器的模式5)。图17所示的在脉冲上升时生成选通信号的步骤指示由经充电的电容器Cll造成的导通延迟。(-)栅电压施加樽式1关断樽式
该模式指示主开关S1-S4的关断。当图16所示的负栅电压施加到门驱动器51的输入端时，引脚_1 52和引脚_2 53分别为负极端和正极端。相应地，来自引脚_2 53的电流在没有延迟的情况下流过第六电阻器R16和MOSFET的体二极管，从而关断主开关S1-S4。因此，当主开关S1-S4两端的电压逼近零且二极管D1-D4导通时，门驱动器51检测二极管D1-D4的导通且自动地施加栅导通信号。结果，有可能实现图4所示的SRC中的主开关S1-S4的零电压开关。这样，因为向变压器的次级绕组添加了比LC谐振电路单元中的谐振电容器的电容小的次级电容器，所以在初始级中电流流过次级电容器而非负载且初级绕组上的谐振电流快速增大，从而生成梯形电流波形。因此，在相同频率下，该谐振电流可具有比具有正弦曲线波形的常规谐振电流更大的有效值。因此，归因于在相同开关频率下增大的有效电流，该SRC可呈现比常规SRC更高的效率。另外，增大的电感器能量允许缓冲电容器具有是常规电容器电容的10倍的电容，由此实现零电压关断条件。此外，在相同频率下的增大的有效电流值允许SRC呈现增大的效率。在相同负载电流条件下，最大谐振电流可被降低，由此减少传导损耗。另外，通过次级电容器快速增大的电流增大在电感器中存储的能量。因此，有可能显著增大连接到开关的缓冲电容器的电容，从而减少开关关断时的开关损耗。相应地，当开关关断时，有可能实现允许各个开关两端的电压保持在零的零电压开关。结果，有可能减少开关损耗。换言之，在常规SRC中，因为在零电压和零电流条线下开关S1-S4接通，而开关 S1-S4没有在零电压和零电流条件下关断，因此当开关关断时发生开关损耗。但是，在示例性SRC中，开关S1-S4在零电压条件下执行关断以及接通。此外，门驱动器的操作简单。即，为了实现开关的零电流和零电压接通条件，当开关两端电压逼近零时门驱动器检测反并联二极管的导通，且当二极管导通时自动地施加栅导通信号。另外，该门驱动器允许在宽操作范围中执行零电压和零电流接通开关，且还提供用于稳定操作的寂静时间补偿。虽然已在本公开中描述了一些实施例，但对于本领域普通技术人员而言这些实施例仅仅作为示例给出，且可作出各种修改和改变而不背离本发明的精神和范围是显而易见的。相应地，本发明的范围应当仅由所附权利要求和其等效方案来限定。
权利要求
1.一种高效串联谐振转换器，包括包括多个开关的开关单元，用于通过交变直流电压将直流(DC)电压转换成交流(AC) 电压；包括串联连接的谐振电感器和谐振电容器的LC谐振电路，所述LC谐振电路连接到所述开关单元，且使用由所述谐振电感器和所述谐振电容器生成的谐振来转换传输自所述开关单元的所述交流电压的频率特性；包括初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组连接到所述LC谐振电路，且所述次级绕组中的感生电压与所述次级绕组中的匝数的数量和所述初级绕组中的匝数的数量的比率成比例；连接到所述变压器的所述次级绕组且与所述变压器并联的次级电容器；包括多个整流二极管的桥式整流器，用于将在所述次级绕组中感生的交流电压转换成直流电压；以及门驱动器，所述门驱动器检测连接到所述开关的反并联二极管的导通且当所述反并联二极管导通时输出导通选通信号以接通所述开关。
2.如权利要求1所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，所述次级电容器具有比所述谐振电容器小的电容。
3.如权利要求1或2所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，所述次级电容器具有是所述谐振电容器电容的1/20-1/5的电容。
4.如权利要求1或2所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，所述次级电容器可具有比由所述整流二极管和负载组成的电路低的阻抗，且用在所述次级绕组中感生的负载电流充电的所述次级电容器造成所述LC谐振电路的谐振电流快速增大。
5.如权利要求1所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，所述门驱动器包括连接到输入端的第一电阻器，脉冲电压信号输入至所述输入端；并联连接到所述输入端处的所述第一电阻器且用通过所述输入端施加的导通脉冲电压充电的电容器；包括源极、栅极和漏极的半导体开关，所述源极、栅极和漏极分别连接到所述输入端、 所述电容器的所述输出节点、以及连接到所述开关单元的所述开关的输出端的栅极节点；在所述半导体开关的所述漏极和所述输出端的所述栅极节点之间连接的第三电阻器；以及通过所述第一电阻器和所述电容器连接到所述输入端以形成传导路径的第四电阻器。
6.如权利要求5所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，第二电阻器和第一二极管彼此串联连接在所述第一电阻器和所述输出端的集电极节点之间。
7.如权利要求6所述的高效串联谐振转换器，其特征在于，所述第二电阻器具有比所述第四电阻器大的电阻。
全文摘要
本发明通过向变压器的次级绕组添加额外的电容器以在开关单元接通时快速增大变压器的初级绕组的谐振电流来提供可减少开关损耗、同时改善效率的高效串联谐振转换器。串联谐振转换器可满足开关单元接通时的零电压和零电流开关条件，以及开关单元关断时的零电压开关条件，由此大大减少开关损耗。此外，有可能通过在次级绕组上的次级电容器充电时快速增大谐振电流来改善转换器效率。
文档编号H02M3/338GK102347695SQ201110030999
公开日2012年2月8日 申请日期2011年1月19日 优先权日2010年7月21日
发明者安石濠, 张成录, 林根熙, 柳泓齐, 金钟洙 申请人:寇地斯股份有限公司, 韩国电气研究院